–29

استفاده از منابع توان پالسی در فرآیندهای مختلف پلاسما با توجه به ارتباط برقرار شده بین آنها رو به افزایش است. با توجه به تحقیقات به عمل آمده در این مورد، طراحی منابع توان پالسی با هدف کاهش تلفات و افزایش راندمان، می تواند تاثیرات مهمی درکاربردهای پلاسما داشته باشد. اساس فناوری سیستم توان پالسی بر پایه ذخیره انرژی زیاد در زمان نسبتا طولانی و آزاد کردن خیلی سریع آن می باشد که هدف از فرآیند آزاد سازی انرژی، افزایش توان لحظه ای آن است. از ویژگی های بارز منابع توان پالسی جهت افزایش راندمان و قابلیت اطمینان، پیچیدگی ها و ریزه کاری آن است. بهبود راندمان و قابلیت اطمینان در منابع توان پالسی با توجه به کاربرد آن در پلاسما، ارتباط اساسی با مشخصات سیستم های توان پالسی دارد. این پژوهش یک توپولوژی جدید مبتنی بر مبدل باک- بوست اصلاح شده (مثبت) در ورودی مدار منبع توان پالسی پلاسما پیشنهاد می دهد. بر اساس این توپولوژی در محدوده ای مشخص در منبع توان پالسی پلاسما، مجموعه ای از کلید- دیود- خازن به صورت متوالی اتصال دارند که جهت تولید ولتاژ و dv/dt بالا به کار می رود. مولفه های کلیدی توپولوژی پیشنهادی برای افزایش قابلیت اطمینان و راندمان عبارتنداز: ساختارتوپولوژی جدید مبتنی بر مبدل DC-DC ، استفاده از روش کنترلی مناسب(منبع ولتاژ) و تعیین مقدار انرژی ذخیره شده در المان های اصلی مدار (سلف و خازن). بنابراین توپولوژی ارائه شده به آسانی قابلیت تنظیم، ارتقا و توسعه با دامنه وسیعی درکاربردهای متنوع منابع توان پالسی را دارا می باشد. توپولوژی پیشنهادی مطرح شده با توجه به تاثیر مولفه های کلیدی آن، با دقت کامل از اجرای شبیه سازی در محیط نرم افزار MATLAB/SIMULINK به دست آمده است که با بررسی نتایج شبیه سازی، کارایی و قابل اجرا بودن این توپولوژی را جهت انجام اهداف مورد نظر که همان تولید پالس های قدرت بالا با ولتاژ زیاد و بهبود راندمان و قابلیت اطمینان منابع توان پالسی پلاسما است، تائید می کند .
واژه‌های کلیدی:
توپولوژی ،پلاسما ، قابلیت اطمینان و راندمان ،منبع توان پالسی، مبدل باک- بوست مثبت .
فهرست مطالب
عنوان صفحه
فصل اول- آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما 1
1.1مقدمه
2.1 آشنایی با پلاسما
1.2.1 منحنی دشارژ گازی ولتاژ – جریان پلاسما
3.1 جنبه های کاربردی منابع توان پالسی در پلاسما
4.1 مبانی عملکرد منابع توان پالسی پلاسما
1.4.1مشخصات پالس های قدرت بالا در منابع توان پالسی
2.4.1ذخیره سازی انرژی الکتریکی
1.2.4.1 بانک خازنی
2.2.4.1 مولد مارکس
3.4.1 اصول کلید زنی در پلاسما
4.4.1 شبکه های شکل دهی پالس (PEN)
5.4.1 خط انتقال بلوملین (BLUMLEIN)
5.1 اهداف مورد بررسی در این پژوهش
6.1 نتیجه گیری
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده درپلاسما
1.2 مقدمه
2.2 توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی پلاسما
1.2.2 توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس
2.2.2 توپولوژی مبتنی بر مبدل های dc - dc
1.2.2.2 مبدل باک (Buck)
2.2.2.2 مبدل بوست (Boost)
فهرست مطالب
عنوان 3.2.2.2 مبدل باک - بوست (Boost -Buck)
4.2.2.2 مبدل کاک (Cuk)
5.2.2.2 مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم
3.2.2 توپولوژی مبتنی بر تقویت کننده های ولتاژ
4.2.2 توپولوژی مولدهای پالس مبتنی بر اینورترها
3.2 روش های کنترلی مورد استفاده در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.3.2روش کنترلی منبع ولتاژ
2.3.2روش کنترلی منبع جریان
4.3.2 روش کنترلی پسماند
4.2 نتیجه گیری
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.3 مقدمه
2.3 طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت
1.2.3 آرایش مداری توپولوژی پیشنهادی
2.2.3 حالت های کلید زنی توپولوژی پیشنهادی
3.2.3 تحلیل مداری توپولوژی پیشنهادی
4.2.3 محاسبه مقدارdv/dt تولید شده ناشی از کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
3.1.3 محاسبه مقادیر المان های منابع توان پالسی پلاسما
2.3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده منابع توان پالسی پلاسما
3.3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده در حالت استفاده از خازن اضافی در منابع توان پالسی پلاسما
فهرست مطالب
عنوان 4.3 طراحی استراتژی کنترلی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
1.4.3 تحلیل روش کنترلی منبع ولتاژ برای توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
2.4.3 طراحی و تحلیل روش کنترلی منبع ولتاژ برای توپولوژی پیشنهادی در حالت دو طبقه
5.3 نتیجه گیری
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.4 مقدمه
2.4 روند شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی برای منبع توان پالسی پلاسما
1.2.4 تعیین مقادیر المان و مولفه های اصلی منابع توان پالسی پلاسما
2.2.4 روش مدل سازی بار در توپولوژی پیشنهادی
3.2.4 شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
4.2.4 شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی در حالت دو طبقه
3.4 تخمین انرژی ذخیره شده در منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
4.4 شبیه سازی dv/dt تولید شده ناشی از کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
5.4 نتیجه گیری
فصل پنجم - بحث و نتیجه گیری
- نتیجه گیری
- مراجع
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
فصل اول- آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل(1-1) نمایی از الکترودهای بکار رفته در پلاسما
شکل(1-2) منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
شکل (1-3) نمای کلی از ساختار منابع توان پالسی
شکل (1-4) منحنی مشخصات یک پالس تولید شده در منابع توان پالسی
شکل(1-5) نمونه ای از کمپرسور پالس مغناطیسی
شکل (1-6) نمونه ای از بانک خازنی بکار رفته در منابع توان پالسی
شکل(1-7) نمونه ای از مولد مارکس مورد استفاده در منابع توان پالسی
شکل (1-8) مدارهای اصلی مورد استفاده در منابع توان پالسی با المان های ذخیره ساز انرژی
شکل(1-9) نمونه ای از بانک خازنی با کلیدهای چندکاناله
شکل (1-10) آرایش مختلفی از شبکه نردبانی مورد استفاده در شبکه های شکل دهی پالس
شکل (1-11) آرایش خط انتقال بلوملین
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل (2-1) الف) نمونه ای از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس، ب) حالت شارژ مولد ، ج) حالت دشارژ شکل(2-2)مبدل باک (Buck) شکل(2-3)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل باک : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-4)مبدل بوست (Boost)
شکل(2-5)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-6)مبدل باک - بوست (Boost -Buck)
شکل(2-7) شکل موج های ولتاژ - جریان و مدارمعادل مبدل باک - بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-8) مبدل باک – بوست مثبت ( Positive Buck-Boost )
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
شکل (2-9) مبدل کاک (Cuk)
شکل (2-10)مدار معادل مبدل کاک در حالت های کلید زنی : الف) حالت وصل کلید ب) حالت قطع کلید
شکل (2-11) شکل موج های جریان و ولتاژ مبدل کاک در حالت های کلید زنی
شکل (2-12) مبدل تشدید با کلیدزنی نرم
شکل (2-13)تقویت کننده ولتاژ N طبقه کوک کرافت – والتون
شکل (2-14) توپولوژی های کنترلی مورد استفاده در یک منبع توان پالسی پلاسما
شکل (2-15)روش کنترلی منبع ولتاژ در منابع توان پالسی پلاسما
شکل(2-16)روش کنترلی منبع جریان مورد استفاده در منابع توان پالسی پلاسما
شکل(2-17)روش کنترلی حلقه جریان پسماند برای کنترل جریان سلفی در منابع توان پالسی پلاسما
شکل (2-18) روش کنترلی پسماند برای منابع توان پالسی پلاسما
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل(3-1) شمای کلی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت منبع توان پالسی
شکل (3-2) منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی با یک مجموعه کلید- دیود- خازن
شکل (3-3) منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی با دو مجموعه کلید- دیود- خازن
شکل (3-4) مدل سازی توپولوژی پیشنهادی جهت تحلیل حالات کلیدزنی در منبع توان پالسی
شکل(3-5) حالت کلیدزنی شارژ شدن سلف در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-6) حالت کلیدزنی عبور جریان سلفی در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-7) حالت کلیدزنی شارژ همزمان خازن ها در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-8) حالت تامین بار در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-9) حالت کلید زنی شارژ جداگانه خازن ها در توپولوژی پیشنهادی
شکل (3-10) فلوچارت کنترلی پیشنهادی
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع
توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل (4-1) شبیه سازی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی – یک طبقه
شکل(4-2) شبیه سازی روش کنترلی منبع ولتاژ در توپولوژی پیشنهادی
شکل(4-3) مولفه ولتاژ توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه: (الف) کلید Ss (ب) کلید S1
شکل(4-4) مولفه جریان کلید بارSL توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
شکل (4-5) شبیه سازی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی – دو طبقه
شکل(4-6) مولفه ولتاژ توپولوژی پیشنهادی - دو طبقه درحالت کلید زنی همزمان: (الف) خازنC1 یا کلید S1 (ب) خازنC2 یا کلید S2 (ج) کلید SL
شکل(4-7) مولفه های اصلی توپولوژی پیشنهادی - دو طبقه درحالت کلید زنی جداگانه: (الف) ولتاژ خروجی (ب) جریان سلفی (ج) جریان خروجی(بار) IL (د) ولتاژ ورودی
شکل (4-8) شبیه سازی پیشنهادی جهت تخمین میزان انرژی ذخیره شده
شکل(4-9) تخمین انرژی ذخیره شده در توپولوژی پیشنهادی: (الف)انرژی ذخیره شده در سلف (ب) انرژی ذخیره شده درخازن (ج) انرژی ذخیره شده در بار
شکل(4-10) جریان خازنی در حالت کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
فهرست جدول ها
عنوان صفحه ه
فصل اول- آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول(1-1) شرح نواحی منحنی دشارژ گازی ولتاژ - جریان حالت dc پلاسما
جدول (1-2) خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی برای کاربردهای مختلف
جدول(1-3) دامنه پالس های تولید شده در منابع توان پالسی
جدول (1-4)مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری
جدول (1-5)مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733
جدول(1-6) کلیدهای نیمه هادی گازی در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول(2-1) شاخص های کلیدی مبدل های dc - dc
جدول(2-2) شاخص های کلیدی مبدل های تشدید با کلید زنی نرم
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول( 3-1) شاخص های کلیدی توپولوژی های مورد استفاه در منایع توان پالسی پلاسما
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول (4-1) مقادیرمولفه و المان های اصلی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
جدول(4-2) مقادیر dv/dt تولید شده در حالت کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
جدول(4-3) خلاصه ای از مقایسه بین دو آرایش مختلف توپولوژی پیشنهادی منبع توان پالسی پلاسما
2
2
3
5
5
6
8
10
11
14
15
17
18
18
19
20
20
20
22
22
23
25
صفحه
26
28
30
32
34
35
35
36
37
39
40
41
42
42
44
48
51
51
52
53
54
صفحه
55
55
56
58
59
60
61
61
62
62
63
65
67
69
70
72
73
76
3
4
6
8
8
9
9
10
11
16
17
22
23
24
25
26
27
28
28
29
29
30
31
34
35
36
37
38
38
42
43
43
44
45
46
47
47
48
57
63
64
64
65
65
66
67
68
69
70
4
6
7
13
13
15
32
32
41
62
70
71
لیست علایم و اختصارات
AC ) Alternating Current جریان متناوب (
BJT ) Bipolar Junction Transistorترانزیستور پیوند دو قطبی (
CCM ) Continuous-Conduction-Modeحالت هدایت پیوسته (
CDVM ( Capacitor-Diode Voltage Multiplier)تقویت کننده ولتاژ دیود و خازن
CSR ) Converter Series Resonanمبدل تشدید سری (
DC ) Direct Currentجریان مستقیم (
EMI ) Electromagnetic Interferenceتداخلات الکترومغناطیسی (
EMC ) Electromagnetic Compatibilityسازگاری الکترومغناطیسی (
HV ) High Voltageولتاژ بالا (
IGBT ) Insulated Gate Bipolar Transistorترانزیستور دوقطبی گیت عایق شده (
MBL )Multistage Blumlein Linesخطوط بلوملین چند طبقه ای (
MFC ) Magnetic Flux Compressorکمپرسور شار مغناطیسی (
MG ) Marx Generatorمولد مارکس (
MOSEFET ) Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistorترانزیستورنیمه هادی اکسید فلزی با اثر میدان(
MPC )Magnetic Pulse Compressorکمپرسور پالس مغناطیسی (
MVM ) Multilevel Voltage تقویت کننده ولتاژ چند سطحی (
PEF ( Pulsed Electric Fieldمیدان الکتریکی پالسی (
PFC ) Power Factor Correctorsتنظیم کننده های ضریب قدرت (
PFN ) Pulse Forming Networkشبکه شکل دهی پالس (
SMPS (Switched-Mode Power Supply)روش کلید زنی منابع توان پالسی
ZCS )Zero Current Switchingکلید زنی جریان صفر (
ZVS ) Zero Voltage Switchingکلید زنی ولتاژ صفر (
فصل اول

آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما

1.1مقدمه
اساس فناوری سیستم توان پالسی بر پایه ذخیره انرژی زیاد در زمان نسبتا طولانی و آزاد کردن خیلی سریع آن می باشد که هدف از فرآیند آزاد سازی انرژی، افزایش توان لحظه ای آن است. از مشخصه های کلیدی منابع توان پالسی می توان به سطح ولتاژ و مدت زمان افزایش آن که بر مبنای مشخصات بار مورد نیاز تعیین می شود، اشاره کرد]1[. روش های سازگاری منابع توان پالسی با بارهای متفاوت توسط تکنولوژی موجود، یکی از بحث های کلیدی فناوری سیستم توان پالسی مورد استفاده در پلاسما می باشد. استفاده از دانش پیشرفته و رویکردهای اخیر در الکترونیک قدرت و نیمه هادی ها به حساب سطح نیازمندی صنعتی و علمی آن است که باعث پیشرفت سریع منابع توان پالسی در دهه اخیر شده است.از ویژگی های بارز منابع توان پالسی جهت افزایش راندمان و قابلیت اطمینان آن، پیچیدگی ها و ریزه کاری آن است]2[. کنترل بهینه روند تولید توان در منابع تولید توان پالسی یک روش مهم و حیاتی برای افزایش راندمان می باشد. از سوی دیگر استفاده از منابع توان پالسی با ولتاژ بالا نیازمند کلیدهای قدرت بالا می باشد که ولتاژ شکست و زمان کلید زنی آن محدودی است.
2.1 آشنایی با پلاسما
واژه "پلاسما" برای اولین بار در سال 1927 توسط ایروین لانگمویر برای یک توده خنثی از ذرات باردار به کار رفت]3[. پلاسما را می توان با ایجاد یک اختلاف پتانسیل بین دو الکترود در یک محیط گازی بوجود آورد. میدان الکتریکی ایجاد شده بین دو الکترودهای آند و کاتد، باعث یونیزاسیون ذرات گاز خنثی و ایجاد مسیر هدایت می شود. در شکل(1-1) نمونه ای از الکترودها را نشان داده شده است. ساده ترین حالت، خطوط میدان الکتریکی بین آند و کاتد که در آن میدان الکتریکی تقریبا یکنواخت است، به اندازه و شکل الکترودها(دو الکترود مسطح با یک شکاف کوچک در میان شان است) بستگی دارد]4[.

شکل(1-1) نمایی از الکترودهای بکار رفته در پلاسما
1.2.1 منحنی دشارژ گازی ولتاژ – جریان پلاسما
شکل (1-2) منحنی دشارژ گازی ولتاژ – جریان الکترودها را در حالت dc نشان می دهد]5[. این منحنی دارای چند ناحیه می باشد که نام نواحی در جدول (1-1) به صورت خلاصه بیان شده است. ناحیه دشارژ تاریک پلاسما، که در آن دشارژ شروع می شود. هر چند که برای ایجاد حالت شکست، این دشارژ به صورت کافی ذرات را تحریک نمی کند. به این دشارژ تاریک می گویند زیرا که در این حالت دشارژ هیچ گونه انتقال انرژی به الکترون ها صورت نمی گیرد تا منجر به انتشار نور مرئی شود. در دشارژ تاریک با یونیزاسیون، یون ها والکترون ها به تنهایی اشعه های کیهانی و اشکال دیگری از آن (مانند اشعه یونیزه کننده طبیعی) که با افزایش ولتاژ همراه است، تولید می کند. در حالت اشباع با یونیزاسیون، تمام ذرات باردار حذف و الکترون ها به علت یونیزاسیون انرژی کافی ندارند. در حالت تاونزند با شروع یونیزاسیون، میدان الکتریکی ایجاد و جریان و ولتاژ به صورت نمایی افزایش می یابد]6[. بین حالت تاونزند و شکست در پلاسما، ممکن است تخلیه کرونا صورت گیرد که در نتیجه میدان الکتریکی بر روی لبه های تیز الکترود متمرکز می شود. تخلیه کرونا می تواند به صورت مرئی یا تیره باشد که به میزان جریان عبوری از آن بستگی دارد. ناحیه دشارژ تابشی با حالت شکست شروع می شود و با تشکیل قوس الکتریکی به پایان می رسد. به طور عمده فرآیندهایی که منجر به شکل گیری حالت شکست و دشارژ تابشی می شود را می توان به دو گروه اصلی تقسیم کرد: (الف) فرآیندهای گازی پلاسما، که در آن یونیزاسیون از برخورد الکترون و یون صورت می گیرد. (ب) فرآیندهای کاتدی پلاسما، که در آن الکترون ها از کاتد آزاد می شوند. به این فرآیند، به علت ایجاد الکترون در آن، فرآیند ثانویه نیز می گویند]7[. با مطالعه مقالات منتشر شده در این مورد می توان دریافت که جنس کاتد تاثیر زیادی درایجاد حالت شکست دارد. توسط فرآیند ثانویه می توان انواع انرژی تابشی را بصورت فتوالکتریک که در آن انرژی نوری باعث آزاد شدن الکترون ها می شود انتشار داد. در این مورد می توان به حالت گرما یونی در پلاسما نیز اشاره کرد، که در آن انرژی حرارتی باعث ایجاد الکترون و منجر به تولید میدان الکتریکی می شود. جرقه های ناشی از دشارژ در این حالت بسیار شدید است و دارای درخشندگی و چگالی جریان زیادی می باشد. قوس های ناشی از دشارژ را می توان معادل چگالی جریان زیاد در حد کیلو آمپر در سانتیمتر مربع در نظر گرفت. هرچند که شدت طبیعی قوس می تواند عامل فرسایش سریع تر الکترودها شود]9،8[.

شکل(1-2)منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
جدول(1-1) شرح نواحی منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
شماره 1 2 3 4 5 6 7 8 9
نواحی دشارژ تاریک دشارژ تابشی حالت جرقه ای حالت یونیزاسیون حالت اشباع حالت کرونا حالت تاونزند حالت شکست حالت تابشی
شماره 10 11 12 13
نواحی حالت تابشی غیر عادی حالت انتقالی از تابشی به جرقه حالت حرارتی حالت حرارتی با جرقه
3.1 جنبه های کاربردی منابع توان پالسی در پلاسما
اولین کاربرد منابع توان پالسی در دهه 1960 در نیرو گاه های هسته ای و تسلیحات هسته ای برای تولید پالس های با ولتاژ مگاولت و توان های تراوات (1 تراوات، 1000 گیگاوات است) و عرض پالس های چند ده نانو ثانیه تا چند صد نانو ثانیه برای تحریک شتاب دهنده های الکترونی پلاسما بوده است]10[. محدودیت عناصر ذخیره کننده انرژی و نبود تکنولوژی کلیدزنی پالس قدرت، مانع از گسترش آن در حوزه های عمومی تر شده بود. اما هم اکنون با توسعه این منابع و بهبود تکنولوژی ساخت خازن ها، اندوکتانس ها و کلیدها، بسیاری از مشکلات در تولید پالس های قدرت، با انرژی بالا و قیمت مناسب برطرف شده است. اخیرا یکی از اهداف اصلی و کلیدی جهت افزایش راندمان و قابلیت اطمینان سیستم های توان پالسی ،استفاده مکرر از مولدهای توان پالسی باحداکثر توان در صنایع از جمله : صنعت مواد غذایی، معالجات پزشکی، آب و فاضلاب (تصفیه آب و...)، تولیدگازهای ازن ،بازیافت بتن ، سیستم احتراق ماشین بخار و کاشت یون در پلاسما می باشد]11[. رایج ترین موارد استفاده از منابع توان پالسی می توان به : مولد مارکس ، کمپرسورهای پالسی الکترومغناطیسی ، عایق کاری ، خطوط انتقال و شکل دهی پالس اشاره کرد. هر چندکه مولدهای توان پالسی نیز با حداکثر توان به صورت وسیعی در مصارف نظامی و گداخت هسته ای مورد بهره برداری قرار می گیرد. هم چنین میدان های الکتریکی پالسی کاربردهای مستقیم و غیر مستقیم بسیاری در صنعت دارند و اخیرا کاربرد این میدان ها در استریلیزه کردن مواد غذایی مورد توجه بسیاری قرار گرفته است]12[. خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی مورد نیاز برای کاربردهای متفاوت در جدول(1-2) شرح داده است.
4.1مبانی عملکرد منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
اصول فناوری توان پالسی، از ذخیره سازی انرژی بیش از یک مدت زمان طولانی (معمولا ثانیه یا دقیقه) و سپس فرآیند تخلیه انرژی الکتریکی را در طول کوتاه تر از زمان ذخیره انرژی (معمولا میکروثانیه یا نانوثانیه)انجام پذیرد.
جدول (1-2) خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی برای کاربردهای مختلف
ردیف کاربردها انرژی الکتریکی طول پالس حداکثرتوان پالس توان متوسط
1 فیزیک پلاسما با چگالی انرژی بالا 20 مگا ژول 10 نانو ثانیه کمتر از ده ترا وات 5 گیگا وات
2 رادیو گرافی با پرتو الکترونی قوی 200 کیلو ژول 70 نانو ثانیه بیشتر از یک ترا وات 10 گیگا وات
3 مایکروویو توان بالا (باندباریک) 10 کیلو ژول 100 نانو ثانیه 100 گیگا وات 100 کیلو وات
4 مایکروویو توان بالا (باندخیلی پهن) 10 ژول 1 نانو ثانیه 10 گیگا وات 10 کیلو وات
5 تبدیل مواد با پرتو الکترونی 10 کیلو ژول 100 نانو ثانیه 30 گیگا وات اندک
6 بیو الکتریک 1 میلی ژول 100 نانو ثانیه 10 کیلو وات تا 100 مگا وات چند میلی وات تا چند وات

ساده ترین شکل سیستم های توان پالسی با توجه به شکل(1-3) شامل: یک منبع انرژی الکتریکی، ذخیره ساز میانی انرژی و بار است که مرحله تشکیل پالس بین آنها قرار دارد. سیستم توان پالسی در مرحله تشکیل پالس دارای یک کلید قدرت بالا است که می تواند انرژی ذخیره شده را به بار یا یک سیستم پیچیده تر (شامل شبکه ای از کلید های قدرت بالا) انتقال دهد.
بار
شکل دهنده پالس
ذخیره ساز میانی
منبع انرژی
کلیدکلید

شکل (1-3)نمای کلی از ساختار منابع توان پالسی
با بررسی مطالعاتی درباره تکنولوژی های به کار رفته در منابع توان پالسی پلاسما، می توان با توجه به عملکرد و کارایی، آنها را در 5 بخش اصلی خلاصه کرد که به شرح ذیل می باشد:
1.4.1مشخصات پالس های قدرت بالا در منابع توان پالسی
همان طور که می دانید هر سیستم توان پالسی متشکل از یک منبع، شبکه ذخیره کننده انرژی، تجهیزات شکل دهنده پالس، کلید و بار الکتریکی است. منبع انرژی را در برخی از کاربردها می توان باتری در نظر گرفت که به شبکه ذخیره کننده انرژی متصل و سپس در ارتباط با تجهیزات شکل دهنده پالس قرار می گیرد و پس از کلید زنی به صورت پالس ولتاژ بالا بر روی بار تخلیه می گردد]13[. با توجه به سطوح مختلف توان الکتریکی مورد نیاز، فناوری تولید توان پالسی به دو شاخه پالس های کم قدرت و قدرت بالا تقسیم می شود. پالس های قدرت بالا مرتبط با پالس هایی است که توانی در حد چند مگاوات یا بیشتر دارند که محدوده کمیت های فیزیکی این گونه پالس ها در جدول (1-3) به اختصار بیان شده است. تولید و کنترل پالس های قدرت بالا، نوعی فناوری پیشرفته و پیچیده به شمار می رود و به ابزارها و تکنیک های خاصی جهت انجام آزمایش ها نیازمند است. در سیستم های توان پالسی انرژی به صورت الکتریکی ذخیره و به بار درطی یک پالس و یا پالس های کوتاه با نرخ تکرار کنترل شده ای تخلیه می گردد. مقدار قدرت میدان الکتریکی، شکل پالس، مدت پالس و تعداد پالس ها و... بیشترین تاثیر را بر راندمان و قابلیت اطمینان منابع توان پالسی دارد.
جدول(1- 3) دامنه پالس های تولید شده در منابع توان پالسی
ردیف کمیت فیزیکی محدوده کمیت فیزیکی
1 انرژی (ژول) 101 -107
2 توان (وات) 106 -1014
3 ولتاژ(ولت) 103 -107
4 جریان (آمپر) 103 -107
5 چگالی جریان (آمپر برمترمربع) 106 -1011
6 عرض پالس(ثانیه) 5-10 -10-10
با بالا و پایین رفتن شکل موج ولتاژ، طول مدت پالس بین چند نانوثانیه و یا چند میکرو ثانیه اندازه گرفته می شود. به عنوان نمونه در شکل (1-4) منحنی یک پالس قدرت بالا را نشان داده شده است. زمان صعودی پالس، مدت زمان لازم برای رسیدن ولتاژ از10% به 90% ( مقدار ماکزیمم) تعریف می شود و می توان زمان نزولی را به روشی مشابه تعریف کرد.که هر دو زمان (صعودی و نزولی) یک پالس قدرت بالا به امپدانس بار بستگی دارد]14[.
در چند دهه اخیر فناوری تولید پالس های ولتاژ بالا توسط کمپرسورهای پالس مغناطیسی با توجه به کاربردهای گوناگون آن در حوزه منابع توان پالسی بسیار حائز اهمیت است . شکل (1-5) یک نمونه رایج از این نوع کمپرسورها را نشان می دهد.

شکل (1-4) منحنی مشخصات یک پالس تولید شده در منابع توان پالسی
توپولوژی های مختلفی می توان برای منابع توان پالسی با توجه به ادوات الکترونیک قدرت، مولدهای پالسی و کمپرسورهای پالس مغناطیسی در نظر گرفت . که از جمله می توان به طراحی یک منبع توان پالسی مبتنی بر کمپرسور جریان مغناطیسی خطی و شبکه شکل دهی پالس بلوملین برای ادوات الکتریکی نظامی (از جمله : شوک دهنده ها) اشاره کرد]15[.

شکل(1-5) نمونه ای از کمپرسور پالس مغناطیسی
2.4.1ذخیره سازی انرژی الکتریکی
انرژی مورد نیاز منابع توان پالسی عموما از منابع انرژی کم توان جمع آوری و به مرور ذخیره می شود. متناسب با کاربردها و احتیاجات، ذخیره انرژی به شکل خازنی ، سلفی یا ترکیبی از این دو است. ذخیره سازی انرژی خازنی، معمولا توسط تعدادی از خازن های ولتاژ بالا که اتصال آنها به صورت موازی یا سری است ، تشکیل می شود. حالت اول را بانک خازنی که در شکل (1-6) و حالت بعدی را مولد مارکس می نامند.که در شکل (1-7) نمونه ای از مولد مارکس را نشان داده است]16[.

شکل (1-6) نمونه ای از بانک خازنی بکار رفته در منابع توان پالسی
در هر دو حالت، خازن ها به صورت موازی شارژ می شوند و معمولا به عنوان منبع جریان استفاده می شوند. مولدهای مارکس، ولتاژ و جریان بالا را فراهم می سازند بنابراین در منابع توان بالای پالسی پلاسما به صورت گسترده ای مورد استفاده قرار می گیرند.

شکل(1-7) نمونه ای از مولد مارکس مورد استفاده در منابع توان پالسی
برای ذخیره سازی اندوکتیو انرژی از القاگرهای مغناطیسی استفاده می شود. بر خلاف حالت ذخیره سازی خازنی که انرژی مستقیما با بستن کلید به بار منتقل می شود در این حالت نخست انرژی از ذخیره ساز القایی (که در این حالت می تواند یک سیم پیچ باشد) عبور کرده و سپس به بار منتقل می شود. برای تحویل انرژی ذخیره شده سلفی به بار، با باز کردن یک کلید قدرت بالا که جریان مدار نیز از آن عبور می کند و با بار اتصال موازی دارد ، نیاز است. برای تحویل انرژی ذخیره شده خازنی به بار، با بستن یک کلید قدرت بالا که جریان مدار نیز از آن عبور می کند و اتصال سری با بار دارد ، نیاز است . شکل (1-8) مدارهای اصلی این دو حالت را نشان می دهد. برای بهبود پالس تولید شده می توان از این دو حالت به صورت ترکیبی در شرایط گوناگون با توجه به مشخصات بار مورد نیاز استفاده کرد.

شکل (1-8) مدارهای اصلی مورد استفاده در منابع توان پالسی با المان های ذخیره ساز انرژی
1.2.4.1 بانک خازنی
در بانک های خازنی برای تولید پالس های سریع، مطلوب است که میزان اندوکتانس مدار در وضعیت حداقل قرار گیرد. چندین راه برای کاهش اندوکتانس سیستم توان پالسی وجود دارد: برای مثال، می توان به استفاده از خازن های با ظرفیت کم، انتخاب ابعاد مناسب برای خطوط انتقال و سیم های رابط، استفاده از کلیدهای موازی چند کاناله و... اشاره کرد. مزیت استفاده از کلید چند کاناله این است که جریان عبوری از هر کلید به طور قابل ملاحظه ای کاهش می یابد و در نتیجه طول عمر کلید افزایش خواهد یافت لیکن هزینه ها افزایش می یابد. در این حالت، عملکرد هم زمان کلیدهای قدرت بالا سیستم توان پالسی پلاسما که به صورت موازی با هم اتصال دارند، ضروری است و در غیر این صورت ، سیستم به خوبی کار نخواهد کرد.برای حل این مشکل می توان از مدارکنترلی خارجی استفاده کرد به گونه ای که هریک از کلیدها از خارج سیستم فعال شوند که در شکل (1-9) نشان داده است.
به منظور دست یابی به ولتاژهای خروجی بالاتردر سیستم های توان پالسی پلاسما، بانک های خازنی اغلب به صورت دوقطبی شارژ می شوند که در آن نصف خازن ها به طور مثبت و نصف دیگر به صورت منفی شارژ و سپس به صورت متوالی دشارژ می شوند. در نتیجه ولتاژی بدست می آید که دو برابر ولتاژ ورودی سیستم است. در حالت شارژ دو قطبی، می توان از آرایش تک کلیدی یا چند کلیدی استفاده نمود. اما استفاده از آرایش چند کلیدی در شرایطی که عملکرد مکرر سیستم توان پالسی به صورت پیوسته مورد نیاز است، مفیدتر است.زیرا که در عملکرد مکرر سیستم اگر تمام جریان از یک کلید عبور کند ، خرابی الکترودهای آن مشکل آفرین خواهد بود]17[.

شکل(1-9) نمونه ای از بانک خازنی با کلیدهای چندکاناله
2.2.4.1 مولد مارکس
در حوزه پالس های قدرت بالا، تقاضا برای مولدهای مارکس زیاد است. این نوع ژنراتورها باید قادر به تامین ولتاژهای بالا و جریان های زیاد باشند. هم چنین شاخصه های کلیدی اجزای آن دارای قابلیت اطمینان و طول عمر بالا و در عین حال به صورت فشرده می باشد به گونه ای که بتوان مجموعه ای از مولدهای مارکس را بدون استفاده از فضای زیاد مورد استفاده قرار داد. در مولد مارکس مانند بانک های خازنی از خازن ها برای ذخیره سازی انرژی استفاده می گردد، اما در این حالت تمام خازن ها هنگام دشارژ به طور لحظه ای اتصال سری پیدا می کنند. بنابراین از مولد مارکس نه فقط به عنوان یک ذخیره ساز انرژی ، بلکه به صورت یک تقویت کننده ولتاژ نیز مورد استفاده قرار می گیرد]18[. اگر مولد مارکس متشکل از N طبقه باشد در این حالت ولتاژ خروجی N برابر ولتاژ ورودی می گردد. حال اگر تعداد زیادی طبقات برای افزایش ولتاژ استفاده شود، قابلیت اطمینان سیستم توان پالسی کاهش می یابد. هم چنین برای افزایش جریان ، از خازن های بزرگ نیز استفاده می شود، با توجه به فشردگی سیستم و طول عمر کلیدها با مشکلاتی در این زمینه روبرو خواهیم شد. تکنیک شارژ دوقطبی یک روش عملی است که امکان استفاده از طبقات زیاد را در شرایط کم حجم بودن سیستم فراهم می سازد. یک راه حلی که می توان برای افزایش قابلیت اطمینان مولد مارکس توان پالسی با توجه به تعداد زیاد طبقات آن ارائه داد، عبارت است از انتخاب α و β با توجه به رابطه (1-1)، به گونه ای که هر دو مقدار افزایش یابند و هم چنین استفاده از پالس کنترلی قدرتمند برای راه اندازی مدارات کنترلی هر یک از کلیدهای سیستم توان پالسی نیز موثر است.
(1-1)
*که در رابطه فوق ، Vsb : ولتاژشکست ، Vch : ولتاژشارژ، Vtr : ولتاژپالس کنترلی است.
انواع متفاوتی از مولدهای مارکس برای کاربردهای خاصی طراحی می شوند. یکی از آنها، مولدمارکس نواری است که برای ایجاد پالس های ولتاژ پایین طراحی می شود. در این نوع مولدهای مارکس، از خطوط انتقال نواری شکل به جای خازن های ذخیره ساز انرژی استفاده می گردد. یعنی خطوط انتقال نواری به صورت موازی شارژ و به صورت متوالی دشارژ می شوند. بنابراین هر خط انتقال برای تولید پالس های ولتاژی پله ای شکل می باشد و از این رو اتصال سری آنها به عنوان یک مولد پالس سریع عمل می کند. قابلیت تولید پالس سریع ، یکی از مزیت های اصلی این نوع مولدها به شمار می رود. اشکال عمده مولدهای مارکس نواری، ابعاد نسبتا بزرگ آنها است و به دلیل ساختار هندسی خاص، امکان فشرده سازی برای این نوع مولدها امکان پذیر نیست. در جدول (1-4) مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری به اختصار بیان شده است]19[.
نوع دیگری از مولد مارکس که قادر به تولید پالس سریع است، مولد مارکس قطعه ای نامیده می شود. که از تعدادی قطعات یکسان تشکیل گردیده است که به راحتی به یکدیگر متصل یا از هم جدا می شوند.
جدول (1-4)مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری
ردیف مشخصات مدلI مدلII
1 تعداد طبقات 50 100
2 ولتاژ پیک پالس(کیلوولت) 400 1000
3 جریان پیک پالس (کیلو آمپر) 4 4
4 پهنای پالس (نانو ثانیه) 40 40
5 امپدانس منبع(اهم) 125 250
این ویژگی امکان تنظیم تعداد طبقات مورد نیاز را برای کاربر فراهم می سازد. هر طبقه متشکل از تعدادی خازن سرامیکی است که به صورت موازی با یکدیگر اتصال پیدا می کنند تا اندوکتانس سیستم توان پالسی کاهش یابد. با توجه به ظرفیت کم خازن های سرامیکی، معمولا چنین مولدهایی به عنوان منابع جریان زیاد در سیستم توان پالسی عمل می کنند، اما امکان تنظیم ولتاژ خروجی را نیز فراهم می سازند. جدول (1-5) مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733 نشان داده است. ویژگی های اصلی مولد مارکس قطعه ای عبارت است از:
الف ) خازن ها در مرحله ذخیره سازی همگی به صورت موازی اتصال دارند به گونه ای که اندوکتانس در به حداقل می رسد.
ب) یک کلید خلا قدرت بالا با زمان کلیدزنی سریع برای کنترل پهنای پالس مورد استفاده قرار می گیرد ]20[.
جدول (1-5)مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733
ردیف مشخصات مدل A 43733
1 تعداد طبقات مستقل 12
2 ولتاژ شارژ(کیلوولت) 25
3 ولتاژ خروجی(کیلوولت) 300
4 جریان خروجی (کیلو آمپر) 5
5 پهنای پالس (نانو ثانیه) 30
6 راندمان ولتاژ (درصد) %50
3.4.1 اصول کلید زنی در پلاسما
در کاربردهای توان پالسی قدرت بالا به کلیدهایی نیاز است که توانایی تحمل توان تا حد تراوات و زمان شکست الکتریکی آن در گستره نانو ثانیه واقع شود. کلیدهای معمولی از قبیل نمونه هایی که در کاربردهای عادی ولتاژ بالا مورد استفاده قرار می گیرند جهت برآورده کردن این نیازها مناسب نیستند. بنابراین توسعه انواع جدید کلیدها بر مبنای تکنولوژی انتقال انرژی در پلاسما اجتناب ناپذیر است. کلیدهای قدرت بالا به دو گروه کلیدهای باز و بسته تقسیم می شوند.
همان طور که در مقدمه ذکر شد، در سیستم های توان پالسی پلاسما مهم ترین المان در قسمت شکل گیری پالس، کلید قدرت بالا هستند. هم چنین برای انتقال مقادیر زیادی از انرژی ذخیره شده با دامنه بالا و طول پالس کوتاه به سر بار نیز استفاده می شود، بنابراین با توجه به مشخصات بار، این کلیدها باید دارای ویژگی کار با ولتاژ وجریان زیاد (با سطح ولتاژی بین 10 کیلوولت تا چند مگاولت) و دامنه زمان صعودی کوتاه( درحد نانو ثانیه تا چند میکرو ثانیه) را داشته باشند. برای چندین دهه است که کلیدهای پلاسمایی را با مشخصه انتقال انرژی خوب و قابلیت تحمل بالای ولتاژ آن می شناسند. از کلیدهای پلاسمایی نوع بسته را می توان به اسپارک گپ های گازی، ایگنترون ها،تایترون ها و... اشاره کرد که برای بررسی جزئیات بیشتر می توان به منابع مراجعه کرد]21,22[
استفاده از کلیدهای حالت جامد پلاسمایی به صورت کمپکت با تجهیزات جانبی(مدارات کنترلی و ...) با توجه به کارایی مطلوب آن در بازه زمانی طولانی ، دامنه کاری وسیع آن و عمر مفید بالای کلیدها با توجه به نرخ خرابی کم در این کلیدها که منجر به افزایش قابلیت اطمینان و راندمان سیستم های توان پالسی می شود، روبه افزایش است. با این حال قابلیت های فعلی این کلیدها از جمله : ولتاژ شکست و حداکثر جریان عبوری، هنوز هم قادر به تحمل پارامترهای کلیدی سیستم های توان پالسی بزرگ و پیچیده مورد استفاده در پلاسما نمی باشند. جدول (1-6) به طور خلاصه به برخی از پارامتر های اصلی کلیدهای گازی نوع بسته پلاسمایی مانند اسپارک گپ ها و ... هم چنین برای کلیدهای حالت جامد مانند تریستور، IGBT و ماسفت اشاره می شود.
ردیف
نوع کلید حداکثر جریان (کیلو آمپر) ولتاژ شکست
(کیلو ولت) افت ولتاژ مجاز
(ولت)
1 اسپارک گپ 1000-10 100 20
2 ایگنترون 10-1 30 150
3 تایترون 100-5 35 200
4 تریستور 50-1 5-1 2
5 IGBT 1 1 3
6 ماسفت 0.1 1 1
جدول(1-6) کلیدهای نیمه هادی با حالت گازی در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
در سیستم های توان پالسی بستن کلیدهای پلاسمایی که در حالت عادی باز هستند، برای تحریک مدار به کار می رود. شکل کلی این نوع کلیدها به صورت دو الکترود با یک عایق در میان آن می باشد. به طور کلی تحریک کلیدها با افزایش بار حامل عایق های میانی آن به نوع کلید و ساختار گوناگون آن بستگی دارد. با توجه عملکرد بار حامل در این کلیدها، حالت شکست یا عمل بسته شدن کلید انجام می پذیرد.
4.4.1 شبکه های شکل دهی پالس
در سیستم توان پالسی پلاسما دو هادی الکتریکی که بین آنها ولتاژ اعمال شود و بتواند جریان الکتریکی را انتقال دهد، به عنوان خط انتقال در نظر گرفته می شود. در بسیاری موارد هیچ تمایز مشخصی بین خط انتقال و یک مدار الکتریکی عادی وجود ندارد. که در این حالت دو عامل طول هادی ها و طول موج ولتاژ اعمالی تعیین کننده است. اگر طول موج ولتاژ اعمال شده در مقایسه با طول هادی ها بسیار بلند باشد می توان دو هادی را به عنوان یک مدار الکتریکی در نظر گرفت در غیر این صورت باید آنها را در قالب خط انتقال مورد تحلیل قرار داد. خطوط استاندارد انتقال در سیستم های توان پالسی، که به صورت تجاری تولید می شوند و معمولا از نوع هم محور هستند، دارای امپدانس 50 اهم هستند. البته دست یابی به دیگر امپدانس ها با ایجاد خطوط شکل دهی پالس نواری امکان پذیر است. اگر این خطوط در ولتاژ های بالایی قرارگیرند این روش، هزینه بر و مشکل است. مشکل دیگر مربوط به سرعت انتشار امواج الکترومغناطیسی در خطوط انتقال است. می دانیم که سرعت انتشار متناسب با نفوذپذیری نسبی یا ثابت دی الکتریک ماده ای است که برای عایق کاری بین دو رسانای سازنده خط به کار برده می شود. ماده ای که به طور متداول مورد استفاده قرار می گیرد، نوعی پلاستیک پلیمر مانند پلی پروپیلن است که ثابت دی الکتریک آن تقریبا کوچک است. از این رو سرعت انتشار موج بر روی این خط در حدود 108*2 متر در ثانیه و معادل 20 سانتیمتر در هر نانو ثانیه است. بنابراین برای ایجاد یک پالس به طول یک میکرو ثانیه با استفاده از یک خط شکل دهنده پالس، به خط انتقالی معادل 100 متر نیاز خواهد بود. برای تولید پالس های طولانی استفاده از این روش امکان پذیر نیست مگر آن که از خط های نواری که با موادی با ثابت دی الکتریک بالا عایق بندی شده اند، استفاده گردد.
یکی از روش های تحلیل و بررسی شبکه های شکل دهی پالس، شبیه سازی خط با استفاده از شبکه نردبانی متشکل از سلف و خازن ها است که در شکل (1-10) نشان داده است. انرژی آزاد شده از این خط که ناشی از پالس های مربعی است معمولا در خازن های شبکه نردبانی ذخیره می شوند.این شبکه به عنوان یک شبکه تغذیه کننده ولتاژ نیز شناخته می شود. با توجه به امکان ذخیره سازی مغناطیسی انرژی در القاگر های شبکه، در این حالت به آن شبکه تغذیه کننده جریان نیز می گویند. اطلاعات بیشتر در مورد مشخصات امپدانسی، معادلات تبدیل و ویژگی های انتشار و... در یک شبکه نردبانی LC را می توان درمرجع ]23[ مشاهده کرد.

شکل (1-10)آرایش مختلفی از شبکه نردبانی مورد استفاده در شبکه های شکل دهی پالس
5.4.1 خط انتقال بلوملین
یک ایراد مهم شبکه های شکل دهی پالس در سیستم توان پالسی پلاسما آن است که در شرایط تطبیق امپدانس ، دامنه پالس روی بار الکتریکی برابر با نصف دامنه ولتاژ شارژ کننده است. این مشکل را می توان با استفاده از خط شکل دهنده پالس بلوملین برطرف کرد. یک خط انتقال بلوملین از دو خط انتقال ساده که به یکدیگر متصل شده اند، تشکیل می گردد. این دو خط به صورت موازی باردار و به صورت سری تخلیه می شوند. در صورت صحت اتصالات در ورودی و بار ، دامنه ولتاژ خروجی در آنها تا دو برابر سطح ولتاژ خروجی یک خط انتقال خواهد رسید. خط بلوملین را می توان به صورت استوانه ای یا به شکل صحفه ای موازی ساخت. در بیشتر کاربردهای پالس های قدرت بالا، فضای بین استوانه ها با نوعی دی الکتریک مایع ، نظیر روغن یا آب پر می شود. یک کلید در بین استوانه های میانی و داخلی برای کنترل ولتاژ خط وجود داردکه در شکل(1-11) نشان داده شده است. شعاع استوانه ها را به گونه ای انتخاب می شوند که امپدانس مشخصه در تمام طول خط یکنواخت باشد و ولتاژ مورد نیاز تامین گردد. معمولا بار الکتریکی بین استوانه های داخلی و خارجی متصل می شود و تغذیه ولتاژ ورودی از طریق استوانه میانی صورت می گیرد. به طور ایده آل خط بلوملین را به گونه ای طراحی می کنیم که دارای ولتاژ و جریان خروجی زیاد ،با راندمان انتقال انرژی وتوان نزدیک به یک باشدکه در نتیجه باعث افزایش قابلیت اطمینان و کاهش ابعاد آن می شود.

شکل (1-11) آرایش خط انتقال بلوملین
5.1 اهداف مورد بررسی در این پژوهش
بهبود قابلیت اطمینان و راندمان در منابع توان پالسی با توجه به کاربرد آن در پلاسما ارتباط اساسی با مشخصات سیستم های توان پالسی دارد. اخیرا با توجه به استفاده متعدد از منابع توان پالسی در حوزه های صنعتی و هسته ای ، تحقیقات و بررسی زیادی در مورد استفاده بهینه فناوری توان پالسی صورت گرفته است. با توجه به مطالعات صورت گرفته در این زمینه ، این پایان نامه، یک توپولوژی جدید مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت را پیشنهاد می کند که می توان با مدل کردن یک منبع جریان در منابع توان پالسی، امکان کنترل شدت جریان را در حالت تغذیه بارداشته باشیم. بخش اصلی در این آرایش استفاده از کلید های نیمه هادی با ولتاژ کاری مناسب برای تولید ولتاژ های بالا می باشد. در خروجی این توپولوژی تعداد مشخصی از کلید – دیود – خازن به منظور تبادل انرژی منبع جریان با توجه به نوع ولتاژ و تولید توان پالسی کافی با مقدار ولتاژی مناسب طراحی شده است. با شبیه سازی در محیط نرم افزاری MATLAB/SIMULINK، کارایی و قابلیت اجرا بودن این توپولوژی به اثبات رسیده است که بهبود راندمان و قابلیت اطمینان منبع توان پالسی از مزایای کاربردی و مهم آن است
6.1 نتیجه گیری
در این فصل ابتدا به بررسی فناوری سیستم های توان پالسی و حوزه های کابردی آن پرداخته شد و سپس جهت آشنایی با محیط پلاسما منحنی ولتاژ- جریان مورد تحلیل قرار گرفت و در انتها تکنولوژی های به کار رفته در منابع توان پالسی پلاسما با توجه به آرایش ساختاری شان ارائه شد. با توجه به اهمیت بهبود راندمان و قابلیت اطمینان منابع توان پالسی ، در فصل بعدی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی پلاسما مورد بررسی و تحلیل قرار می گیرد و توپولوژی پیشنهادی با توجه به تاثیر آن در افزایش قابلیت اطمینان و راندمان انتخاب می شود.

فصل دوم

بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما

1.2 مقدمه
استفاده از منابع توان پالسی در فرآیندهای مختلف پلاسما با توجه به ارتباط برقرار شده بین آنها رو به افزایش است. با توجه به تحقیقات به عمل آمده در این مورد، طراحی منابع توان پالسی با هدف کاهش تلفات و افزایش راندمان می تواند تاثیرات کلیدی درکاربردهای پلاسما (از جمله تصفیه سازی مایعات و...) بگذارد. برای درک بهتر از ماهیت منابع توان پالسی و اثرات متقابل آن برحوزه های توسعه یافته پلاسما، با طراحی یک منبع توان پالسی که متشکل از المان های الکترونیک قدرت می باشد می توان روند استفاده از منابع توان پالسی در پلاسما را ارتقا داد.
2.2 توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
تکنولوژی کلیدهای قدرت بالا با توجه به نوع کاربرد آن در منابع توان پالسی پلاسما و نسبت به تغییر و تحولات صورت گرفته در عرصه فناوری قطعات نیمه هادی الکترونیک قدرت، متفاوت و گوناگون هستند. تریستور IGBT,،ماسفت و ... نمونه ای از کلیدهای قدرتی هستند که به عنوان کلیدهای نیمه هادی حالت جامد شناخته می شوند. در منابع توان پالسی پلاسما برای داشتن dv/dt بالا، نیاز به کلید زنی سریع (کلیدزنی آن حالت گذرای کوچکی داشته باشد) است و این مشخصه ، نقش کلیدی در شکل گیری توپولوژی منابع توان پالسی پلاسما دارد. درکلیدهای قدرت بالا مورد استفاده در سیستم های توان پالسی، بازه زمانی کلید زنی با حالت گذرا و روند جابجایی و انتقال سیگنال عبوری آن از نانو ثانیه تا میکرو ثانیه است. کلیدزنی گذرا مستقیما برروی کارایی و قابلیت اطمینان سیستم های توان پالسی تاثیر می گذارد و از هدایت الکتریکی ادوات نیمه رسانا سیستم جلوگیری می کند. اکثر منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما مشخصات مقاومتی – خازنی دارند. بنابراین در توپولوژی پیشنهادی یک منبع جریان برای تامین بارها ضروری است. در این فصل به بررسی توپولوژی های موجود و روش های کنترلی آن می پردازیم :
1.2.2 توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس
معمولا ازکلیدهای گازی اسپارک گپ مغناطیسی در کلید زنی منابع توان پالسی پلاسما مورد استفاده قرار می گرفت اما اخیرا با توجه به استفاده گسترده از تکنولوژی حالت جامد در مولدهای مارکس توان پالسی، عملکرد سیستم را از لحاظ راندمان و قابلیت اطمینان بهبود بخشیده است. شکل (2-1) نمونه ای از مولد مارکس را در در حالت شارژ و دشارژ نشان داده است. برای آشنایی با کارایی این توپولوژی در پلاسما به چند مورد از کاربردهای آن با شرح توضیحات اشاره می شود. از مولد مارکس در این توپولوژی می توان به عنوان منبع تحریک در پلاسما استفاده کرد. مدار ارائه شده در این حالت از دو مولد مارکس حالت جامد با اتصال موازی با استفاده از ترانزیستورهای دوقطبی به عنوان کلید بسته استفاده می شود. در این توپولوژی زمان بازدهی ترانزیستورهای دوقطبی در حالت شکست بهمنی به صورت سریع افزایش می یابد. در این طراحی با توجه به پلارتیه مثبت و منفی پالس ها به راحتی می توان تغییراتی از جمله : افزایش مقدار بازدهی یا کاهش مقدار ولتاژ خروجی را داشته باشیم. در مطالعه دیگری، توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس، شامل یک مدولاتور مارکس متشکل از IGBT های مجزا و مدار تشدید پالس مغناطیسی است که برای فشرده سازی پالس خروجی مارکس و کاهش تاثیر نسبتا تدریجی فعالیت IGBT در مدولاتور مارکس است. استفاده از این توپولوژی درسطح ولتاژی مختلف برای منابع توان پالسی پلاسما دارای شاخصه های کلیدی است که به طور خلاصه می توان به آن اشاره کرد: در ولتاژ 1.3 کیلوولت، استفاده از یک تقویت کننده ولتاژ بالا به همراه مولد مارکس متشکل ازکلیدهای ماسفت الزامی است. در ولتاژ 2000 ولت، نیاز به مولد مارکس 20 طبقه است که در هر طبقه آن شامل مجموعه ای از IGBT و دیود و خازن است.
فناوری مولدهای مارکس را می توان با جایگزین کردن کلیدهای حالت جامد مانند IGBT ها و مجموعه های دیود و خازن متصل به آن ، به جای کلید های گازی اسپارک گپ در سیستم های توان پالسی پلاسما ارتقا بخشید که در نتیجه سیستم های توان پالسی ارائه شده دارای ویژگی هایی از قبیل سادگی و فشردگی ابعاد، قابلیت اطمینان بالا و عمر مفید طولانی می باشد. با توجه به مزایای زیاد استفاده از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس ، می توان بسیاری از کاربردهای ولتاژ بالای پلاسما را به این توپولوژی اختصاص داده شود]24[.

شکل (2-1) الف) نمونه ای از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس ،ب) حالت شارژ مولد ، ج) حالت دشارژ
2.2.2 توپولوژی مبتنی بر مبدل های Dc - Dc
در میان تمام توپولوژی های مورد استفاده در سیستم های توان پالسی پلاسما توسط ادوات الکترونیک قدرت، توپولوژی مبتنی بر مبدل هایdc-dc از اهمیت ویژه ای برخوردار است. تغییرات سطح ولتاژی مناسب یکی از نیازهای اساسی در بسیاری از کاربردهای منابع توان پالسی پلاسما می باشد. برای بسیاری از دستگاه ها و مدارات کنترلی سیستم توان پالسی پلاسما یک ترانسفورماتور که عهده دار تبدیل ولتاژ سیستم می باشد، مورد نیاز است. استفاده از ترانسفورماتورها به همراه مبدل های dc-dc را می توان به عنوان یک روش عملی و موثر برای افزایش قابلیت اطمینان و راندمان سیستم های توان پالسی پلاسما ارائه کرد. حالت های کلید زنی منابع توان پالسی به عنوان یک روش کاربردی برای بارهای غیر خطی پلاسما شناخته شده است. از مبدل های dc-dc نیز می توان به عنوان رگولاتور در حالت کلیدزنی منابع توان پالسی استفاده کرد تا یک ولتاژ dc که معمولا به صورت تنظیم نشده است را به یک ولتاژ خروجیdc تنظیم شده تبدیل کند. عمل رگولاتوری درحالت کلیدزنی، توسط فناوری مدولاسیون پهنای پالس(PWM) در یک فرکانس ثابت انجام می شود و المان های کلیدزنی معمولا یک ترانزیستور دو قطبی یا ماسفت است. حالت کلیدزنی گذرا، اثرات زیان باری بر کیفیت توان و راندمان منابع توان پالسی دارد. برای سنجش کیفیت توان منابع توان پالسی که به یک شبکه توزیع شده پلاسما متصل است باید هارمونیک تزریقی جریان و توان راکتیو سیستم را درنظر گرفت. برای افزایش کیفیت توان و کاهش اثرات هارمونیک های جریان سیستم توان پالسی، می توان از تنظیم کننده های ضریب قدرت در انواع مختلف (اکتیو و راکتیو) استفاده نمود.
توپولوژی مبتنی بر مبدل هایdc-dc در منابع توان پالسی پلاسما، شامل مبدل های: باک، بوست، باک- بوست و کاک است که می تواند به صورت تک کاناله یا چند کاناله مورد استفاده قرار گیرد]25[. مشخصات این مبدل ها به صورت خلاصه به شرح ذیل می باشد:
1.2.2.2 مبدل باک
در یک مبدل باک، ولتاژ خروجی کمتر از ولتاژ ورودی است. شکل(2-2) مدار معادل آن را نشان می دهد. عمل مداری مبدل باک در دو مرحله کلیدزنی طراحی و بررسی می شود.

شکل(2-2)مبدل باک
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان ورودی که در حال افزایش است از داخل سلف (L) و خازن(C) و مقاومت بار (R) به جریان می افتد.
مرحله دوم: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=t1 قطع می شود. دیود هرزگرد(D) به دلیل انرژی ذخیره شده در سلف همچنان هدایت می کند و جریان سلفی از سلف، خازن، بار و دیود هرزگرد(D) می گذرد. با کاهش جریان سلفی، ترانزیستور SW مجددا در سیکل بعدی وصل می شود.
مبدل باک ساده بوده زیرا فقط به یک ترانزیستور احتیاج دارد و راندمان بالایی دارد. مقدار di/dt جریان بار توسط سلف (L) محدود می شود. اما جریان ورودی متغیر بوده و معمولا به یک فیلتر ورودی بالانس کننده احتیاج است. این فیلتر یک پلارتیه برای ولتاژ خروجی و جریان خروجی یکسو شده فراهم می کند. در وضعیتی که احتمال اتصال کوتاه شدن مسیر دیود وجود داشته باشد مدار حفاظت نیز لازم است. مدار معادل وضعیت مبدل باک در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان – ولتاژ آن در شکل (2-3) نشان داده شده است

شکل(2-3)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل باک : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
2.2.2.2 مبدل بوست
در یک مبدل بوست، ولتاژ خروجی از ولتاژ ورودی بیشتر است. شکل(2-4) مدار معادل آن را نشان می دهد.عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است.

شکل(2-4)مبدل بوست
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان ورودی شروع به زیاد شدن کرده و از سلف (L) و ترانزیستور SW می گذرد.
مرحله دوم: هنگامی آغاز می شودکه ترانزیستور SW درt=t1 قطع می شود. جریانی که تاکنون از ترانزیستور SW عبور می کرد، حال از سلف (L)، خازن (C)، دیود هرزگرد(D) و بار می گذرد. با کاهش جریان سلفی در سیکل بعدی ترانزیستور SW مجددا وصل می شود و انرژی ذخیره شده در سلف (L)، به بار منتقل می شود. مدار معادل وضعیت مبدل افزاینده در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان – ولتاژ آن در شکل (2-5) نشان داده شده است.


مبدل بوست می تواند ولتاژ خروجی را بدون کمک ترانسفورماتور افزایش دهد و چون در آن فقط یک ترانزیستور وجود دارد، راندمان بالایی دارد. جریان ورودی ، پیوسته است اما پیک جریان گذرنده از ترانزیستور قدرت، مقدار بزرگی دارد. ولتاژ خروجی نیز حساسیت زیادی نسبت به تغییرات سیکل کاری مبدل دارد و از این رو ممکن است پایدار ساختن مبدل، دشوار باشد. هم چنین ترانزیستور با بار موازی شده است ، حفاظت کردن از آن در هنگام اتصال کوتاه مشکلاتی دارد.
در حالت کلیدزنی منابع توان پالسی پلاسما، می توان از یک مبدل بوست بین پل یکسوساز و خازن های ورودی مدار استفاده کرد. این مبدل سعی می کند تا ولتاژ خروجیdc سیستم ثابت باشد، تا زمانی که فرکانس با ولتاژ خط متناسب است، جریان عبوری نیز پیوسته است.

شکل(2-5)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
در حالت دیگر، ارایه ولتاژ خروجی مطلوب با توجه به ولتاژ dc سیستم می باشد که این روش نیاز به افزودن کلیدهای نیمه هادی با روش های کنترلی مطلوب است که المان های آن در ابعاد کوچکتر و کمپکت ارائه می شود.
3.2.2.2 مبدل باک - بوست
مبدل باک – بوست، ولتاژ خروجی تولید می کند که می تواند کوچکتر یا بزرگتر از ولتاژ ورودی باشد. پلارتیه ولتاژ خروجی، مخالف پلارتیه ولتاژ ورودی می باشد. هم چنین این مبدل، به مبدل وارون ساز یا تغذیه معکوسنیز معروف است]26[.که شکل (2-6) مدار معادل آن را نشان می دهد. عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است:

شکل(2-6)مبدل باک - بوست
مرحله اول : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW وصل بوده و دیود هرزگرد(D) بایاس معکوس است. جریان ورودی که در حال افزایش است از سلف (L) و ترانزیستور SW می گذرد.
مرحله دوم : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW قطع است. جریانی که از ترانزیستورSWعبور می کرد، اکنون از سلف (L)، خازن (C)، دیود هرزگرد(D) و بار می گذرد. اکنون انرژی ذخیره شده در سلف (L)، به بار منتقل می شود و جریان سلف کاهش می یابد تا این که ترانزیستور SWدر سیکل بعد مجددا وصل شود. مدار معادل وضعیت مبدل باک - بوست در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان - ولتاژ آن در شکل (2-7) نشان داده شده است.
مبدل باک – بوست این امکان را می دهد که بدون در اختیار داشتن ترانسفورماتور، پلارتیه ولتاژخروجی معکوس شود، راندمان بالایی دارد و حفاظت خروجی در مقابل اتصال کوتاه نیز به سادگی امکان پذیر است اما جریان ورودی متغیر بوده و مقدار جریان عبوری از ترانزیستور مدار نیز مقدار بزرگی است. بر خلاف مبدل های باک و بوست ، این مبدل هنگامی که بدون ایزولاسیون مورد استفاده قرار گیرد در خروجی مبدل ولتاژی با پلارتیه منفی قرار می گیرد.
البته می توان یک توپولوژی جدید بر اساس مبدل باک – بوست با پلارتیه ولتاژی مثبت در خروجی را مطرح کرد. در شکل (2-8) مدار معادل مبدل باک – بوست مثبت نشان داده است. یک مبدل باک - بوست مثبت می تواند به صورت تک خروجی یا چند خروجی باشد که آرایش آن شامل مبدل های باک و بوست با اتصال طبقاتی است.

شکل(2-7)شکل موج های ولتاژ - جریان و مدارمعادل مبدل باک - بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید کلیدقطع

شکل(2-8) مبدل باک – بوست مثبت
4.2.2.2 مبدل کاک
آرایشی که شامل ترکیب مبدل باک– بوست با اتصال سری، که ولتاژ خروجی بزرگتر یا کوچکتر از ولتاژ ورودی است و پلارتیه ولتاژ خروجی مخالف ولتاژ ورودی است، به نام مبدل کاک شناخته می شود. که به نام مخترع خود از انیستیتوی تکنولوژی کالیفرنیا نام گذاری شده است]27[. شکل (2-9) مدار معادل آن را نشان داده است. عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است:

شکل (2-9)مبدل کاک (Cuk)
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان عبوری از سلف (L1) افزایش می یابد در همان موقع ولتاژ خازن (C1)، دیود هرزگرد(D) را در حالت بایاس معکوس قرار داده و آن را قطع می کند. بنابراین انرژی خازن(C1) به مداری که توسط خازن (C2)، سلف (L2) و بار تشکیل شده تحویل داده می شود.
مرحله دوم : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=t1 قطع می شود. خازن (C1) از منبع ورودی شارژ شده و انرژی ذخیره شده در سلف (L2)، به بار منتقل می شود. دیود هرزگرد(D) در حالت بایاس مستقیم قرار می گیرد و همزمان با ترانزیستور SW در آن کلید زنی صورت می گیرد. شکل (2-10)مدار معادل حالت کلید زنی مبدل کاک را نشان داده است.

شکل (2-10)مدار معادل مبدل کاک در حالت های کلید زنی : الف) حالت وصل کلید ب) حالت قطع کلید
مبدل کاک بر اساس خاصیت انتقال انرژی خازنی ساخته شده، درنتیجه جریان ورودی پیوسته می باشد. تلفات کلیدزنی کم و راندمان زیادی دارد. درحالتی که کلید وصل است جریان هر دو سلف از آن عبور می کند که پیک جریان کلید را افزایش می دهد. شکل (2-11)، شکل موج های جریان – ولتاژ مبدل کاک را نشان داده است.

شکل (2-11) شکل موج های جریان و ولتاژ مبدل کاک در حالت های کلید زنی
5.2.2.2 مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم
یک دسته جدید از مبدل های dc-dc درحوزه الکترونیک قدرت با نام مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم شناخته شده اند. کلیدزنی نرم بدین معنی است که در یک یا چند کلید به کار رفته در مبدلdc-dc، تلفات کلیدزنی در حالت قطع و وصل شدن کلید حذف شده است. نوع دیگری از کلیدزنی که مطرح می شود، کلیدزنی سخت است که در آن هم حالت قطع و وصل کلیدهای قدرت در سطوح ولتاژ و جریان بالا انجام می شود. بسیاری از تکنیک های کلیدزنی نرم برای اصلاح رفتار کلیدزنی مبدل های تشدیدی dc-dc وجود دارد. دو تکنیک مهم برای رسیدن به کلیدزنی نرم وجود دارد: کلید زنی جریان صفر و کلید زنی ولتاژ صفر.
در ساختار مبدل تشدیدی با کلید زنی نرم، یک شبکه تشدیدLC اضافه می گردد تا شکل موج جریان یا ولتاژ ادوات کلیدزنی را به صورت یک موج نیمه سینوسی شکل دهد تا یک شرط ولتاژ صفر یا جریان صفر را در مدار ایجاد کند. یک روش ایجاد نمودن یک پدیده تشدید کامل در این مبدل ها، استفاده از ترکیبات سری یا موازی عناصر تشدید می باشدکه برای dc-dc کردن آن از طریق یک طبقه اضافی یعنی طبقه تشدید، که در آن سیگنال dc به سیگنال ac فرکانس بالا تبدیل می گردد، انجام می گیرد. از نظر مداری، یک مبدل تشدید dc-dc را می توان با سه بلوک مداری شرح داد.که شکل(2-12) نشان داده است.
ولتاژ خروجی dc
ولتاژ ورودی dc
یکسوساز ac-dc
حالت تشدید
وارون ساز dc-ac

شکل (2-12) مبدل تشدید با کلیدزنی نرم
نوع وارون ساز در مبدل های تشدیدی با کلید زنی نرم، از انواع مختلف ساختار های شبکه کلیدزنی به دست می آید. حالت تشدید،که به عنوان یک بلوک میانی بین ورودی و خروجی مبدل به کار گرفته می شود، معمولا با یک شبکه دارای فیلتر فرکانس، ترکیب می گردد. علت استفاده از این شبکه، تنظیم نمودن جریان شبکه از منبع به بار است. از مبدل های تشدید با کلیدزنی نرم می توان در مشعل های پلاسما با سطح توانی بالاتر از 30 کیلووات، استفاده کرد. از مبدل های تشدید سری با کلیدزنی ولتاژ صفر نیز می توان در منابع توان پالسی ولتاژ بالا استفاده کرد. مزیت توپولوژی مبتنی بر مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم ، شامل کموتاسیون طبیعی کلیدهای قدرت پلاسمایی می باشد که منجر به کاهش تلفات قدرت کلیدزنی، افزایش راندمان و فرکانس کلیدزنی سیستم های توان پالسی می شود و در نتیجه کاهش اندازه ، وزن سیستم و کاهش احتمالی تداخلات الکترومغناطیسی را به دنبال دارد. عیب مهم تکنیک های کلید زنی ولتاژ یا جریان صفر در مبدل های تشدید آن است که برای تنظیم خروجی، نیاز به کنترل فرکانس متغیر است. که به واسطه آن مدار کنترلی پیچیده تر می شود و هارمونیک های ناشی از تداخلات الکترومغناطیسی ناخواسته که در تغییرات زیاد بار تولید می شود بسیار نامطلوب است.
با بررسی مقالات منتشر شده در مورد توپولوژی مبتنی بر مبدل های dc-dc توسط ادوات الکترونیک قدرت با توجه به انواع مبدل ها، در کاربردهای مختلف منابع توان پالسی پلاسما، می توان به نتایج جامعی در این باره دست یافت که چکیده آن در جدول های مقایسه ای (2-1) و (2-2) آمده است]28[.
جدول(2-1) شاخص های کلیدی مبدل های dc - dc
ردیف نوع مبدل
مبدل
باک
مبدل بوست
مبدل
باک- بوست
مبدل
باک- بوست مثبت مبدل
کاک
شاخصه ها 1 سطح ولتاژ خروجی کمتر از ولتاژ ورودی بیشتر از ولتاژ ورودی هر دو حالت
هردو حالت هر دو حالت
2 پلارتیه خروجی موافق ورودی موافق ورودی مخالف ورودی مخالف ورودی مخالف ورودی
3 سطح عایقی کم کم زیاد زیاد کم
5 کنترل اضافه جریان وجود ندارد وجود ندارد وجود دارد وجود دارد وجود دارد
6 قابلیت اطمینان کم متوسط متوسط بالا متوسط
7 راندمان متوسط متوسط بالا بالا متوسط
جدول(2-2) شاخص های کلیدی مبدل های تشدید با کلید زنی نرم
ردیف شاخصه ها حالت کلیدزنی اولیه حالت کلیدزنی ثانویه سطح ولتاژ خروجی راندمان
نوع مبدل وصل قطع وصل قطع کم زیاد کم باری بار کامل
1 مبدل تشدید NV ZVS ZVS ZVS di/dt- زیاد ___ * کم بالا
2 مبدل تشدید نیم پل ZVS ZVS ZVS ZCS ___ * متوسط بالا
3 مبدل تشدید دو برابر کننده جریان نیم پل سخت
ZCS ZVS ZVS زیاد
di/dt * __ متوسط بالا
4
مبدل تشدید دو برابر کننده جریان تمام پل ZVS
سخت
ZVS ZVS زیاد
di/dt * __ کم بالا
5 مبدل تشدیدی ترکیبی ZVZC با ترانسفورماتور پالسی ZVS
ZVS/ZCS ZVS ZCS __ * کم بالا
6 مبدل تشدید ZCS ZCS ZVS ZVS ZCS ___ * بالا کم
7 مبدل شبه تشدید ZCS ZVS ZVS ZCS ___ * کم بالا
3.2.2 توپولوژی مبتنی بر تقویت کننده های ولتاژ
اجزای اصلی توپولوژی مبتنی بر تقویت کننده های ولتاژ، خازن و دیود هستند. این توپولوژی با
کوک کرافت – والتون نقش قابل توجهی در افزایش ولتاژ درکاربردهای پلاسما و ارتباطات از قبیل: میکرو الکترونیک، دستگاه های گیرنده فرکانس های رادیویی و منابع توان پالسی و... دارد. شکل (2-13) نمونه ای از یک تقویت کننده ولتاژ N طبقه کوک کرافت – والتون را نشان داده است. از مشخصات مهم توپولوژی تقویت کننده ولتاژ که برای طراحی منابع توان پالسی پلاسما می توان در نظر گرفت، این است که سادگی وکاربردی بودن مدار تقویت کننده ولتاژ یکی از فاکتورهای کلیدی استفاده گسترده آن است. اجزای اصلی هر طبقه شامل تعدادی از خازن و دیود است که کوپل شده اند و این عمل باعث افزایش ولتاژ می شود. عملکرد هر طبقه از این تقویت کننده می تواند به عنوان روند تکمیلی و تحلیلی برای این توپولوژی باشد که افزایش ولتاژ خروجی را در پی دارد. بنابراین در این توپولوژی نیازی به استفاده از گیت قطع و وصل کلیدها و ترانزیستورها که همراه با مدارات کنترلی جانبی است، نمی باشد. روشن است این مدارات کنترلی، تنظیمات را سنگین تر، پیچیده تر و گران تر می کند و در نتیجه قابلیت اطمینان و راندمان سیستم کم می شود. از سوی دیگر، ورودی مدار توپولوژی قابلیت تغذیه از هر نوع شکل موج ورودی به جز شکل پالسی را دارد. بنابراین هیچ الزامی وجود ندارد که فقط شکل موج ورودی، سینوسی باشد. در این توپولوژی می توان ولتاژ را به مقدار زیادی با هرنوع شکل موج متناوبی از جمله سینوسی، ذوزنقه ای یا سینوسی هارمونیک دار که در ورودی داشته باشیم، افزایش داد. هم چنین شوک ولتاژی ناشی از dv/dt ایجاد شده که در ورودی این مدار وجود دارد را می توان با کنترل جریان نشتی عبوری از خازن ها کنترل کرد.
از مزایای عمده استفاده از تقویت کننده ولتاژ در پلاسما، دارای ابعاد کوچک و وزن کم هستند که راندمان وقابلیت اطمینان بالایی دارند. معایب اصلی آن نیز عبارتنداز: تاخیر زمانی بین ورودی و خروجی مدار، که مقدار آن بزرگ می باشد. بنابراین به ظرفیت مناسب خازنی نیاز است. این مقدار را می توان در محدوده قابل قبولی با افزایش فرکانس کاری تقویت کننده ها که از مبدل های AC-DC-AC در ورودی آن استفاده شود ، کاهش داد .

شکل (2-13)تقویت کننده ولتاژ N طبقه کوک کرافت – والتون
4.2.2 توپولوژی مولدهای پالس مبتنی بر اینورترها
به منظورافزایش کنترل پالس های ولتاژ خروجی، می توان از مدولاسیون پهنای پالس (PWM) با بیش از یک سطح ولتاژی استفاده کرد. این عمل توسط اینورترهای دو سطحی دو یا چند سطحی مدرن ایجاد می شود. با توجه به توسعه این توپولوژی در پلاسما، با این حال استفاده از اینورترها و مشکلات احتمالی آن در این زمینه به ندرت در نظر گرفته می شود. با بررسی در این زمینه در می یابیم که کمتر اینورتر به عنوان ماژول های جانبی در ساختار منبع توان پالسی پلاسما استفاده می شود. با توجه به این که تولید پالس دوقطبی برای سیستم های پلاسما نیاز به مهارت زیادی دارد. معایب اصلی توپولوژی هایی که از اینورترهای 2 سطحی استفاده می کنند به شرح ذیل می باشد:
الف) مقدارشوک ولتاژی ناشی از dv/dt ایجاد شده در دو سر بار قابل توجه است که منجر به ایجاد نویز الکترومغناطیسی با فرکانس زیاد در سیستم می شود.
ب) مقدار تلفات در ترانسفورماتورهای مورد استفاده برای سیستم کلید زنی (IGBT و ...) (منظور تلفات هسته است) و فیلترهای رزونانسی مرتبط ، زیاد می باشد.
ج) به علت وجود نویز تدریجی در شکل موج پالسی تولید شده اینورتر 2 سطحی (که این مقدار در زمان افزایش فرکانس، بیشتر می شود ) منجر به افزایش تلفات می شود.

Text of Final Project -فایل پروژه - ریسرچ-.Pdf)

-2-3 انواع روشهای تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون 42................................
-1-2-3 روشهای کلاسیک اندازه گیری پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای شبکه42
-2-2-3 روشهای جدید تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون43
فصل چهارم: شناسایی بلادرنگ پارامترهای ژنراتور سنکرون با استفاده از شبکه عصبی
مصنوعی ....45
-1-4 کلیات و اصول کارشبکه های عصبی 46....................................
-2-4 اصول کار شبکه عصبی تخمین گر پارامترها46
-1-2-4 دادههای آموزشی و آموزش شبکه عصبی.48
-2-2-4 تست شبکه عصبی تخمینگر50
-3-4 نتایج 51...................................................................
-1-3-4 نمونههایی از نتایج شبکه عصبی تخمینگر53
-2-3-4 بررسی تحلیلی نتایج .89
فصل پنجم: نتیجهگیری و پیشنهادات ...97
ضمیمهها100
ضمیمهالف- طرحهای بکار گرفته شده برای شبیهسازی ژنراتور سنکرون101
ضمیمهب- نمودار پارامترهای بکار گرفته شده در شبیهسازی ژنراتور سنکرون..105
منابع و ماخذ.110
6
فهرست جدول ها
عنوان شماره صفحه
1-2 : مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون 24
1-4 : فهرست پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون 38
2-4 : نتایج شبکه عصبی در دوره آموزش و تست از دیدگاه فراوانی خطا 81
3-4 : نتایج شبکه عصبی در دوره آموزش و تست از دیدگاه دامنه خطا 82

7
فهرست شکلها
عنوان شماره صفحه
: 1-1 نمای کلی فرایند ارزیابی و بهبود سیستمهای قدرت 3
: 1-2 مدارهای استاتور و روتور ماشین سنکرون 9
:2-2 مدار معادل ماشین بر اساس تئوری پارک 13
:3-2 توزیع شار در ماشین سنکرون طی دورههای زیرگذرا، گذرا و ماندگار 18
:4-2 مدار معادل ژنراتور سنکرون در حالت ماندگار 19
:5-2 مدار معادل ماشین سنکرون در دوره گذرا 20
:6-2 مدار معادل ماشین سنکرون طی دوره زیر گذرا 20
:7-2 مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های گذرای مدار باز 21
: 8-2 مدارمعادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز 22
: :1-4 طرح کلی سلول عصبی انسان 32
:2-4 شکل کلی سلول عصبی مصنوعی 33
:3-4 ساختار شبکه عصبی توسعه یافته 33
:4-4 شکل کلی روش تهیه اطلاعات بهرهبرداری ژنراتورهای سنکرون 35
:5-4 آلگوریتم آموزش شبکه عصبی 36
:6-4 طرح کلی روش تست و بهرهبرداری از شبکه عصبی 37
:7-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xd" 39
:8-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 39
:9-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 40
:10-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 40
:11-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 41
:12-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 41
:13-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd" 42

8
:14-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 42
:15-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 43
:16-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 43
:17-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 44
:18-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 44
:19-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd" 45
:20-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 45
:21-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 46
:22-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 46
:23-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 47
:24-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 47
:25-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xq" 48
:26-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 48
:27-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 49
:28-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq" 49
:29-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 50
:30-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 50
:31-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq" 51
:32-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 51
:33-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 52
:34-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین xq" 52
:35-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 53
:36-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 53
:37-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq" 54
:38-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 54
:39-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 55
9
:40-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq" 55
:41-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 56
:42-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 56
:43-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند برای تخمین Td" 57
:44-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 57
:45-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 58
:46-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 58
:47-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 59
:48-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 59
:49-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td" 60
:50-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 60
:51-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 61
:52-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 61
:53-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 62
:54-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 62
:55-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td" 63
:56-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 63
:57-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 64
:58-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 64
:59-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 65
:60-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 65
:61-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین Tq" 66
:62-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 66
:63-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 67
:64-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq" 67
:65-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 68
10
:66-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 68 :67-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq" 69 :68-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 69 :69-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 70 :70-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین Tq" 70 :71-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 71 :72-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 71 :73-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq" 72 :74-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 72 :75-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 73 :76-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq" 73 :77-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 74 :78-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 74 ض-:1 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متصل به شین بینهایت با اغتشاش تغییر 88 ناگهانی تحریک ض-:2 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متـصل بـه شـین بینهایـت بـا اغنـشاش 89 اتصالکوتاه درترمینال ژنراتور ض-:3 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متصل به شین بینهایت با اغتشاش تغییر 90 ناگهانی توان ورودی ض-:4 تغییرات مقادیر Xd بکار گرفته شده 92 ض-:5 تغییرات مقادیر Xd' بکار گرفته شده 92 ض-:6 تغییرات مقادیر Xd" بکار گرفته شده 92 ض-:7 تغییرات مقادیر Xq بکار گرفته شده 93 ض-:8 تغییرات مقادیر Xq" بکار گرفته شده 93 ض-:9 تغییرات مقادیر Xl بکار گرفته شده 93 ض-:10 تغییرات مقادیر Td' بکار گرفته شده 94 ض-:11 تغییرات مقادیر Td" بکار گرفته شده 94 11
ض-:12 تغییرات مقادیر Tq" بکار گرفته شده 94
ض-:13 تغییرات مقادیر Rs بکار گرفته شده 95
ض-:14 تغییرات مقادیر WR بکار گرفته شده 95
ض-:15 تغییرات مقادیر H بکار گرفته شده 95
12
چکیده پایاننامه:
این پروژه روشی نو را برای بکارگیری رؤیتگرهای شبکه عـصبی در جهـت شناسـایی و تعیـین پارامترهـای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با استفاده از اطلاعات بهرهبرداری ارائه کرده است. اطلاعات بهـرهبـرداری از طریق اندازهگیریهای بلادرنگ بعمل آمده در قبال اغتشاشات حوزه بهرهبرداری فراهم مـیشـود. دادههـای آموزشی مورد نیاز شبکه عصبی از طریق شبیهسازیهای غیرهمزمـان بهـرهبـرداری از ژنراتـور سـنکرون در محیط یک ماشین متصل به شین بینهایت فراهم شده است. مقـادیر نمونـه ژنراتورهـای سـنکرون در مـدل مذکور بکار گرفته شدهاند. شبکه آموزش دیده در قبال اندازهگیریهای بلادرنگ شبیهسازی شـده در جهـت تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون تست شده است. مجموعه نتایج بدست آمده نشان دهنـده قابلیتهای نوید بخش شبکه عصبی مصنوعی در حوزه تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهـای سـنکرون، بصورت بلادرنگ و با استفاده از اطلاعات بهرهبرداری میباشد. اگرچه برای دست یـابی بـه خطـای تخمـین قابل قبول در مسیر شناسایی کلیه پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون، پارهای اصلاحات ضروری بـه نظر میرسد. در نگاه کلّی این اقدامات تکامل بخش را میتوان به دو مجموعه: پیشنهادات مربوط به اصـلاح شبکه عصبی رؤیتگر در حوزه شبیهسازی و آموزش و بخش دیگر را به عنوان گامهای تکاملی تلقی نمود، که سازماندهی این گامها در مبادی ورودی و خروجی شبکه عصبی، زمینه مناسبتـری را بـرای بهـرهگیـری از قابلیتهای آن فراهم خواهد کرد.
کلید واژه:
ژنراتور سـنکرون، پارامترهـای دینـامیکی، شناسـایی بلادرنـگ، شـبکههـای عـصبی مـصنوعی، اطلاعـات بهرهبرداری
13
14
مقدمه:
در سالهای اخیر با پیشرفت سیستمهای کامپیوتری, سیستمهای هوش مصنوعی نیز متولد شده و رشد کرده است. یکی از سیستمهای هوش مصنوعی, شبکه های عصبی مصنوعی هستند. این شبکه ها به علت عواملی چون قطعیت در پاسخ, سادگی در اجرا, قابلیت انعطاف بالا و .... جایگاه ویژه ای را به خود اختصاص داده اند. با توجه به ساختار و کارکرد شبکه های عصبی مصنوعی و اهمیت تعیین پارامترهای دینامیکی اجزاء سیستمهای قدرت از جمله ژنراتورهای سنکرون, بهره گیری از شبکه های عصبی مصنوعی در این حوزه قابل طرح است. از طرف دیگی نتایج ارائه شده از بکار گیری این شبکه ها در حوزه های مشابه, کارکردهای نوید بخشی را نشان می دهد. با توجه به مراتب فوق این پروژه بر آنست تا با طراحی و اجرای طرح شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با استفاده از شیکه عصبی مصنوعی, قابلیت های این سیستم را در حوزه شناسایی بلادرنگ پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون نیز بیازماید.
15
فصلاول:

کلیات
16
سیستم های قدرت متشکلند از مجموعه ای از مراکز تولید(نیروگاهها) که توسط شبکه های انتقال و توزیع و تجهیزات حفاظتی و کنترل آن به مراکز مصرف متصل می گردند. وظیفه اصلی یک سیستم قـدرت تولیـد و تامین انرژی الکتریکی مورد نیاز مصرف کنندگان با حفظ شرایط سه گانه:
-1 ارزانی قیمت انرژی
-2 کیفیت بالا
-3 امنیت تامین انرژی میباشد. مراد از امنیت، پیوستگی و تداوم در تولید و تامین انرژی می باشد. عوامل مؤثر در امنیـت عبارتنـد از:
-1 سرمایه گذاری اولیه (تجهیزات سیستم ) -2 روشها و امکانات نگهداری و تعمیرات سیستم قدرت.
همانگونه که در کلیه وسایل و سیستم های غیرالکتریکی همواره دو ویژگی ارزانـی و بـالا بـودن کیفیـت-
امنیت با یکدیگر متعارض و متقابل می باشند در مقوله انرژی الکتریکی و سیستم هـای قـدرت نیـز بهمـان گونه خواهد بود. امنیت یک سیستم قدرت در حقیقت درجه و میدان توانایی آن سیستم در مواجهه با حـوادث
اغتشاشات می باشد . امنیت کلی یک سیستم به دو زیر شاخه:
امنیت دینامیکی
امنیت استاتیکی
قابل تقسیم است. از توانایی سیستم قدرت برای حفظ و نگهداری خود در دوره وقوع اختلال (که خود از سـه دامنه فوق گذرا-گذرا-دینامیک تشکیل شده است) با عنوان امنیت دینامیکی تعبیر مـی گـردد. بـا توجـه بـه اهمیت بسیار زیاد امنیت سیستمهای قدرت، فرایند ارزیابی وبهبود آن همواره مورد توجه مهندسـین طـراح و بهرهبردار بوده، به قسمی که عملیات ارزیابی و بهبود امنیت سیستم های قدرت یکی از وظایف بسیار مهـم و اساسی مراکز کنترل و بهره برداری شبکه های قدرت می باشد. شکل کلی فرایند ارزیـابی و بهبـود سیـستم های قدرت در شکل1-1 بیان شده است. باتوجه به اهمیت امنیت در سیستم های قدرت و همچنین تغییرات مستمری که در حین عملیات بهره برداری 24 ساعته در شبکه اتفاق می افتد ضرورت دارد که دائماً از طرف بهره بردار، عملیات بهره برداری به شکلهای مختلف بر روی سیستم های قدرت اعمال گردد،اما با توجه بـه ویژگی بالا بودن امنیت نباید این عملیات بگونه ای باشدکه سبب بروز اغتشاش در رفتار سیستم و در نتیجـه نقض غرض گردد. از طرفی سیستم قدرت هر کشور منحصر بفرد بوده به قسمی که نمونه دومی نمی تـوان برای آن ایجاد نمود. بنابر این با توجه به ویژگی منحصر بفرد بودن سیستمهای قدرت و ضـرورت اجتنـاب از عملیات بهره برداری بررسی نشده، برای ارزیابی اولیه از نتایج عملیات بهره برداری و یا طراحی ضرورتاً مـی باید از یک نمونه مشابه سیستم قدرت استفاده نمود تا بتوان ابتداً نتایج مانورهای طراحی یا بهـره بـرداری را برآن آزمایش و در صورت اطمینان از بی خطر بودن، نتایج آن مانورها را بر شبکه واقعی اعمال نمود.
17

نمونه مشابه سیستم قدرت را شبیه ساز1 و عملیات آزمایشی بـرروی نمونـه مـشابه را محاسـبات و مطالعـات شبیه سازی2 گویند. فرایند شبیه سازی سیستمهای قدرت فارغ از اینکه دیجیتال باشد یـا آنـالوگ از مراحلـی بدین ترتیب تشکیل شده است:
_1 شناسایی اجزاء سیستم قدرت
_2 ساخت و یا استخراج معادلات حاکم بر اجزاء
_3 ترکیب اجزاء و یا معادلات آنها
_4 حل معادلات با روشهای ریاضی بوسیلهکامپیوتر
_5 استخراج نتایج که در این میان مدلسازی اجزاء سیستم قدرت که همان شناسایی و استخراج معـادلات حـاکم بـر اجـزاء آن
است یکی از قدم های اصلی این فرایند بشمار میرود. به بیان دیگر یک متخـصص شـبکه در روش کـاری خود اولویت بندی هایی دارد که اولین آنها رساندن انرژی الکتریکی تولیدی به مصرف کننده است، در مرحله
دوم به تامین امنیت شبکه اهتمام می ورزد. و نهایتاً تلاش خویش را در جهت بهبود هر چـه بیـشتر کیفیـت انرژی که به مصرف کننده تحویل داده می شود مصروف می دارد. اگر چه بسیاری از اقداماتی که در جهـت امنیت سیستم های قدرت انجام می شود کیفیت توان را نیز ارتقاء می دهد. تامین امنیت سیستم خود شـامل مراحل و اولویتهایی است که اولین گام آن را مقاوم سازی و پایدار سازی شبکه در حالت های گذرا می باشد

1-simulator 2-simulation
18
و دومین گام شامل پایدار سازی دینامیکی شبکه می شود. از دیدگاه فرکانسی می توان حالت هـای گـذرا در شبکه را با نوسانات فرکانس بالا و حالت های دینامیکی آن را با نوسانات فرکانس پایین معرفی کرد. در اکثر شبکه های دنیا خاصه با پیچیده شدن شبکه ها پدیده نوسانات فرکانس پایین مشاهده شده است. ژنراتورهـا به عنوان تولید کننده نقش اصلی در ارتباط با این نوسانات دارند. اینها از نوع نوسان در پارامترها هستند و با اغتشاشات حالتهای گذرا متفاوتند. گاه این اغتشاشات بدون رخ دادن هیچ واقعهای در طی کار معمول شـبکه بوجود می آیند مثلاً با تغییر تپ ترانس درکم باری و مواردی از این قبیل. اگرچه در مرحله بعد از حالت هـای گذرای شبکه (از دیدگاه زمانی) نیز چنین بحثی مطرح می شود. بایـد توجـه داشـت کـه ایـن نوسـانات را در مقایسه با فرکانس شبکه، فرکانس پایین نام نهاده اند. دامنه فرکانسی مطرح از کسر یک تا چند هرتـز اسـت که بطور معمول بازه 0.5-2.5HZ را در بر می گیرند و در موارد حدی 0.1-4HZ می باشد. این نوسانات را به انواع :
-1 محلی
-2 بین ناحیه ای تقسیم کرده اند. که نوسانات یک ماشین نسبت به شبکه بزرگ یا شین بی نهایت متّصل به آن را محلّی نـام
نهاده اند. نوسانات بین ناحیه ای نمونه هایی مانند دو ژنراتور که با خطوطی به هم متصل هستند یا مجموعه دو ناحیه با یکدیگر را در برمی گیرد. از دیدگاه فرکانسی نیز این دو نوع نوسانات دینامیکی باهم تفاوت دارند.
ثابت می شود عامل این نوسانات، مد مکانیکی توربوژنراتور است. همانگونه کـه پـیشتـر توضـیح داده شـد تامین امنیت سیستم های قدرت در برابر نوسانات دینامیکی مانند سایر شاخه ها نیازمند شبیه سازی شبکه از این زاویه دید میباشد. مقادیر پارامترهای دینامیکی اجزاء در این شبیه سازی دارای نقش کلیدی هـستند. بـا توجه به نقش ژنراتور در میان اجزاء شبکه از دیدگاه نوسانات دینامیکی تعیین پارامترهـای آن بـسیار مهـم و تعیین کننده خواهد بود. صحت و دقّت تعیین این پارامترها وابسته است به روش بکار گرفته شده برای بـرای تعیین آنها . این مطالب موجب پیدایش روشهای گوناگون برای تعیین این پارامترها شده است. از طرف دیگـر این پارامترها برای هر ژنراتور مقدار ثابتی نیستند و بخـاطر عـواملی چـون پیرشـدن ژنراتـور، ایجـاد بعـضی خطاهای داخلی و ..... تغییر می کنند. این شرایط موجـب طـرح روشـهای بلادرنـگ1 در تعیـین پارامترهـای دینامیکی ژنراتور سنکرون شده است. از جهت دیگر روش بکارگیری و تبعات عملی یک تکنیک شناسـایی و ملزومات آن نیز حائز اهمیت است. گروهی از این روشها اگر چه نتایج نسبتاً دقیق و قابل اعتمادی نیز فراهم می آورند لیکن به علت خطر های ناشـی از تـست هـای مطـرح در آنهـا (ماننـد آزمـایش اتـصال کوتـاه2 و
باربرداری( 3 و یا ملزوماتشان چون جداسازی ژنراتور از شبکه چندان مطلـوب نیـستند. بعـضی از اجـزاء ایـن گروه روشها به مرور مطرود شده اند. مقالات جدید ارائه شده در سایر اجزاء این گروه با هـدف بهبـود آنهـا و حذف مشکلات مذکور شکل گرفتهاند. دسته دیگر این روشها نمونههـایی هـستند کـه بـا چنـین مـشکلاتی

3-On-Line 4-Short Circuit 5-Load Rejection
19
مواجه نیستند(مانند استفاده از تخمینگر شبکه عصبی مصنوعی.(1 کارهای انجام شده درباره ایـن روشـها در راستای بهبود هرچه بیشتر آنها و یا اطمینان از نتایج حاصله توسط آنها شکل گرفته اند. با توجه بـه مقدمـه ذکر شده ابتداً لازم است کلیات روشهای مدل سازی ژنراتور سنکرون مورد بررسی قرارگیـرد تـا درگـام بعـد نسبت به بررسی روشهای شناسایی پارامترهای آن اقدام شود.

6- Artificial-Neural Network
20
فصل دوم:

مدل سازی ماشین سنکرون
21
-1-2 پیشگفتار:
شبیه سازی رفتار ژنراتورهای سنکرون برای انجام مطالعات گوناگون دینامیکی در سیستمهای قدرت، مستلزم انتخاب یک مدل مناسب جهت مدلسازی ماشین میباشد. مدل ارائه شده برای هر سیستم شامل یک ساختار و تعدادی پارامتر میباشد که جهت پیشگویی رفتار آن سیستم در حالتهای مورد نظر بکار گرفته میشود. مدل مورد استفاده برای یک سیستم باید به سادگی قابل فهم بوده، بکارگیری آن سهل باشد و در عین حال بتواند رفتار سیستم را با دقت و صحت قابل قبولی برای یک محدوده مشخص پیشگویی نماید.
بعبارت بهتر رفتار پیشبینی شده سیستم بواسطه شبیهسازی براساس مدل ارائه شده تا حد قابل قبولی به رفتار واقعی سیستم نزدیک باشد. هر چند این دو خاصیت از مدل یعنی سادگی و واقعی بودن همواره در تضاد با یکدیگر هستند، (یعنی مدلهای واقعی به ندرت ساده هستند و مدلهای ساده به ندرت میتوانند واقعی باشند)، اما میتوان جهت رسیدن به پاسخ دلخواه مصالحهای منطقی مابین این دو خاصیت برقرار کرد. مدل دو محوری پارک از معمولترین و پذیرفتهترین مدلهای ماشین سنکرون میباشد. در این فصل ابتدا اصول مدلسازی ماشین سنکرون براساس تئوری دو محوری پارک به اختصار بررسی میشود، سپس پارامترهای ماشین سنکرون معرفی شده و نحوه محاسبه پارامترها براساس مدل دو محوری پارک و همچنین نحوه مدلسازی ماشین با داشتن پارامترهای آن بررسی میگردد. همچنین در این فصل ارتباط میان مرتبههای مختلف مدل پارک با نوع ژنراتور و نوع مطالعه مورد نظر تشریح میشود.
-2-2 ساختار فیزیکی ماشین سنکرون:
-1-2-2 ساختار روتور و استاتور:
بزرگترین و شاید متداولترین ماشین های الکتریکی که با سرعت سنکرون می چرخند، ماشین های سنکرون سه فاز میباشند. اگرچه ساخت ماشین های سنکرون سه فاز پر هزینه میباشد، اما بازده بالای این ماشینها در قدرتهای بالا بزرگترین مزیت آنها میباشد.
استاتور ماشینهای سنکرون معمولاً متشکل از یک هسته مورق فرومغناطیس با شیارهایی جهت قرار گیری سیم پیچیهای سه فاز گسترده میباشد. روتور ماشین نیز میتواند بصورت قطب برجسته یا قطب صاف ساخته شود. ماشینهای قطب برجسته اغلب به عنوان ژنراتورهای آبی جهت تطبیق سرعت پائین توربین-
های آبی با سرعت سنکرون استفاده میشوند. قطبهای روتور این نوع ماشین به صورت جداگانه ساخته شده و سپس بر روی یک استوانه سوار میشوند. ساختار روتور گرد یا قطب صاف نیز برای کاربردهای سرعت بالا مناسب است. ماشینهای سنکرون با روتور گرد با دو یا چهار قطب به عنوان ژنراتورهای واحدهای بخاری جهت تطابق با سرعت بالای توربین به کار میروند. همچنین در این ماشینها میتوان نسبت قطر به طول روتور را به منظور محدود کردن تنش های مکانیکی ناشی از نیروهای گریز از مرکز کوچک گرفت.
22
-2-2-2 سیمبندیهای ماشین
ماشین سنکرون سه فاز معمولاً متشکل از یک سیم پیچی سه فاز به عنوان آرمیچر و یک سیم پیچی تحریک میباشد که بنام سیم پیچی میدان نیز نامیده میشود. سیمپیچی آرمیچر معمولاً در ولتاژی بسیار بالاتر از ولتاژ تحریک کار میکند و از این رو نیازمند فضایی بیشتر برای عایقبندی مناسب میباشد.
همچنین با توجه به اینکه جریانهای گذرای شدیدی از این سیمپیچیها عبور می کند، باید قدرت مکانیکی کافی داشته باشند. از این رو معمول است که سیمپیچی آرمیچر را بر روی استاتور ماشین قرار دهند. از نظر فضایی سیمپیچیهای سه فاز آرمیچر، 120º با یکدیگر اختلاف مکان دارند و این موضوع سبب میشود که با چرخش یکنواخت روتور و به تبع آن چرخش یکنواخت میدان تحریک، در این سیمپیچیها ولتاژهایی القا شود که از نظر زمانی 120º با یکدیگر اختلاف فاز دارند. سیم پیچی تحریک یا میدان معمولاً بر روی روتور قرار داده میشود. در ماشینهای قطب برجسته معمولاً میله های مسی یا برنجی در سطح قطب جای می-
گیرند که عموماً این میلهها در دوانتها به وسیله حلقههایی به یکدیگر متصل میشوند تا یک قفس سنجابی شبیه آنچه در یک موتور القایی وجود دارد، ساخته شود. مجموعه این میلهها و حلقهها به عنوان سیم پیچی میراکننده میباشند.
روتور ژنراتورهای قطب صاف بصورت استوانهای است که از فولاد یکپارچه ساخته میشود. سیم پیچیهای میدان در این گونه روتورها بصورت یکنواخت در شکافهای بدنه روتور توزیع شدهاند که معمولاً به کمک گوههایی در جای خود محکم میشوند. اغلب در چنین ماشینهایی سیم پیچی میراکننده وجود ندارد، زیرا که روتور یکپارچه فلزی اجازه عبور جریانهای گردابی را فراهم می آورد که تاثیری مشابه جریانهای سیمپیچی-
های میراکننده دارد. برخی از سازندگان تاثیر میرایی بیشتر و قابلیت عبور جریان مولفه منفی را با استفاده از گوههای فلزی مستقر در شکافهای سیمپیچی تحریک (که در انتها به یکدیگر متصل شدهاند) یا با استفاده از میلههای مسی مستقل زیر گوههای نگه دارنده، فراهم میآورند.
-3-2 توصیف ریاضی ماشین سنکرون
-1-3-2 معادلات ریاضی حاکم بر ماشین سنکرون
در این قسمت مدل ریاضی ماشین سنکرون بر اساس تئوری دو محوری بصورت خلاصه پارک تشریح می-
شود. شکل (1-2) مدارهای در نظر گرفته شده برای استاتور و روتور ماشین را نشان میدهد. مدار استاتور شامل یک سیم پیچی سه فاز است و روتور نیز یک سیم پیچی تحریک و یک سیمپیچی میراکننده بر روی محور d و دو سیم پیچی میراکننده بر روی محور q دارد. تعداد سیم پیچیهای میراکننده در نظرگرفته شده به عوامل متعددی از جمله نوع ژنراتور بستگی دارد که در قسمتهای بعدی به آن اشاره خواهد شد. مدل نشان داده شده در شکل (1-2) مدل 2-2 براساس استاندارد IEEE Std 1110 میباشد.
23
i fd d ωr a e fd q ib i1d ikq Ψb Ψa θ eb i1q b a ia ea ec
c

Ψc
ic

شکل :(1-2) مدارهای استاتور و روتور ماشین سنکرون
:c , b, a سیم پیچی های سه فاز استاتور : fd سیم پیچی تحریک

: 1d سیم پیچی میرا کننده محور d

1q و : 2q سیم پیچی های میراکننده محور q : ωr سرعت زاویه ای روتور برحسب رادیان بر ثانیه
: θ زاویه مابین محور مغناطیسی روتور و محور مرجع (محور مغناطیسی فاز (a
در بدست آوردن معادلات ماشین سنکرون برای ساده سازی فرضیات زیر درنظر گرفته میشود:
الف ) شکافهای موجود بر روی سطح داخلی استاتور تاثیر قابل توجهی بر اندوکتانسهای روتور درحال حرکت ندارند.
) پسماند مغناطیسی آهن استاتور و روتور قابل صرف نظر کردن است.
) از نظر تاثیر متقابل استاتور و روتور، سیم پیچیهای استاتور بصورت سینوسی در امتداد فاصله هوایی
توزیع شدهاند.
هر چند در مدل ارائه شده اثر اشباع مستقیماً منظور نشدهاست، اما با تصحیح راکتانسهای دو محور با استفاده از ضرایب اشباع و یا با داخل کردن مولفههای جبرانکننده درتحریک میدان اصلی، پدیده اشباع نیز لحاظ میشود.
با فرض حالت ژنراتوری معادلات ولتاژ مربوط به سیم بندی های استاتور و روتور را میتوان به شکل روابط
(1-2) و (2-2) نوشت.
Ψs d vs  −is Rs  dt (1-2) d vr  −ir Rr  Ψr dt که در آن :
24
vs  v a vb vc t vr  v f v1d v1q v2q t is  i a ib ic t ir  i f i1d i1q i2q t Ys  Ya Yb Yc t Yr  Y f Y1d Y1q Y2q t Ra 0 0 0 Rb Rs  0 0 0 Rc Rf 0 0 0 R1d Rr  0 0 0 0 0 R1q 0 0 0 0 R2q :درک نایب ریز لکش هب ناوت یم ار روتور و روتاتسا یاهرودراش تلاداعم Ψs  Lssis  Lsrir (2-2) Ψ  Lt .i  L i r sr srr r : نآ رد هک
Lss  − −

Lls  L0 − Lms cos 2θr 1 L0 − Lms cos 2(θr − π 1 L0 − Lms cos 2(θr  π − 3 ) − 3 ) 2 2 1 π 2π 1 2 L0 − Lms cos 2(θr − 3 ) Lls  L0 − Lms cos 2(θr − 3 ) − 2 L0 − Lms cos 2(θr −π) 1 L0 − Lms cos 2(θr  π 1 L0 − Lms cos 2(θr  π) Lls  L0 − Lms cos 2(θr  2π ) − ) 2 3 2 3 25
0 0 L f 1d Llf  L f 0 0 L L L  L 1d l1d 1df L1q 2q Ll1q  L1q 0 0 rr Ll 2q  L2q L2q1q 0 0 Ls 2q cosθr Ls1q cosθr 2π Ls 2q cos(θr − 2π ) ( cos(θr − 3 3 2π Ls 2q cos(θr  2π ) 3 ( 3 cos(θr 
s1q
s1q

L L

Ls1d sin θr
Ls1d sin(θr − 23π )

Ls1d sin(θr  23π )

Lsf sin θr 2π t ( − r sin(θ sf L  rs L sr L 3 ( 2π sin(θr  Lsf 3 با استفاده از دسته معادلات (2-1) و((2-2 میتوان بطور کامل ماشین سنکرون را بررسی نمود. اما همچنانکه در این معادلات نیز دیده میشود، معادلات دارای عباراتی هستند که با θ تغییر میکنند. با توجه به اینکه θ نیز تابعی از زمان میباشد، این موضوع سبب پیچیدهتر شدن تحلیل ماشینهای سنکرون می-
شود. میتوان با تبدیل مناسبی متغیرهای استاتور را به شکل سادهتری درآورد. این تبدیل به نام تبدیل پارک معروف است. تبدیل پارک به صورت رابطه (3-2) میباشد.
2π cos(θ  Sa ) 3 (3-2) Sb ) 2π −sin(θ  3 1 Sc 2
( 2π − cos(θ cosθ 3 2 2π 3 ) −sin(θ − 3 −sinθ 1 1 2 2
Sd
Sq S0
که S میتواند هر کدام از متغیرهای ولتاژ، جریان یا شاردور ماشین باشد. عکس تبدیل پارک نیز بصورت رابطه (4-2) بیان میشود.
1 −sinθ Sd 2 (4-2) Sq 1 ( 2π −sin(θ − 2 3 S0 1 ( 2π −sin(θ  2 3
cosθ 2π 2 ( cos(θ − 3 3 ( 2π cos(θ  3
Sa
Sb Sc
با اعمال تبدیل، معادلات حاکم بر ماشین و متغیرهای متناظر بسیار ساده میشوند. این ساده شدن در دو مفهوم کلیدی زیر ریشه دارد:
الف: با اعمال این تبدیل در شرایط بهرهبرداری عادی و حالت ماندگار تمامی جریانها و شارهای سیم-
پیچیهای استاتور و روتور دارای مقدار ثابتی خواهند بود.
26
ب: با انتخاب دو محور d و q که 90درجه اختلاف فاز دارند، شارهای تولید شده توسط جریانها بر روی یک محور هیچ پیوندی با شارهای محور دیگر نخواهند داشت. بنابراین دو دسته متغیر متعامد بدست خواهد آمد که این موضوع باعث ساده سازی بسیاری خواهد شد، زیرا هم باعث ساده سازی مقادیر راکتانسها میشود و هم می توان مدار معادل ماشین را بصورت دو مدار مستقل از هم در نظر گرفت.
معادلات نهایی پریونیت شده در دستگاه مرجع روتور به شکل روابط (5-2) و (6-2) میباشند. جزئیات بدست آوردن این معادلات در مراجع مختلف تشریح شدهاست و در اینجا از تکرار مجدد آن خودداری می-
شود. باداشتن روابط فوق، رفتار الکتریکی ماشین شبیه سازی می شود.
(5-2)
(6-2)

Yd 1 d Yq + wr V d = - i d Ra - w0 dt w0 Y d 1 Y + wr + a R q = - i q V q w0 dt d w0 Yfd 1 d efd = i fd Rfd + w0 dt Y d 1 + 1d R 1d 0 = i 1d w0 dt Y d 1 + 1q R 1q 0 = i 1q w0 dt Y2q d 1 0 = i 2q R 2q + w0 dt id Xad Xad Xl  Xad 1 Yd i fd Xad Xlf  Xad Xad  Yfd Xad Xad W0 Xl1q  Xad i1d Y1d i Xaq Xaq Xl  Xaq Yq i q Xaq Xl1q  Xaq Xaq 1  Y1q W 1q Xaq Xaq 0 Xl2q  Xaq i2q Y 2q x 0i 0 1 Y0 = - w0 براساس روابط ولتاژ و شار ارائه شده میتوان مدار معادل ماشین سنکرون را بدست آورد. این مدار درشکل
(2-2) نشان داده شده است.
27

الف: محور طولی،

ب: محور عرضی، q
xl i 0 R0
+
V 0
ج: محور صفر

-
شکل :(2-2) مدار معادل ماشین بر اساس تئوری پارک
-2-3-2 معادلات حرکت
معادلات حرکت معادلاتی هستند که اهمیت اساسی در مطالعات پایداری سیستمهای قدرت دارند. این معادلات که بعنوان معادلات لختی چرخشی نیز نامیده میشوند، تاثیر عدم تعادل بین گشتاور الکترومغناطیسی و گشتاور مکانیکی ماشین سنکرون را بیان مینمایند. در این بخش نیز معادلات حاکم بدون ذکر جزئیات بیان میشوند که برای دسترسی به جزئیات کامل میتوان به مراجع مختلف موجود مراجعه نمود.
زمانی که عدم تعادل بین گشتاورهای اعمال شده بر روی روتور وجود داشته باشد، گشتاور خالص اعمال شده، باعث شتاب گرفتن (یا کندشدن حرکت) روتور میشود. این گشتاور برابر است با:
Ta  Tm −Te(5-2)
: Ta گشتاور شتاب دهنده برحسب N.m
28
: Tm گشتاور شتاب مکانیکی برحسبN.m : Te گشتاور الکترومغناطیسی برحسب N.m معادله حرکت نیز به صورت رابطه (6 - 2) میباشد: (6-2) TaTm−Te dωr J dt در شبیه سازیهای ماشین سنکرون معمولاً شارها به عنوان متغیرهای حالت فرض میشوند. در این صورت توان الکتریکی ماشین در مبنای واحد به شکل رابطه (7-2) خواهد بود.
Pe ωr (ψd iq −ψqid )(7-2)
با تقسیم رابطه توان الکتریکی بر سرعت مکانیکی روتور، رابطه گشتاور الکترومغناطیسی به شکل رابطه -2) (7 در میآید :
Te ψd iq −ψqid(8-2)
-4-2 پارامترهای ماشین سنکرون
در معادلات حاکم بر ماشین سنکرون که در قسمت 3-2 ارائه شد، اندوکتانسها و مقاومتهای مدارهای استاتور و روتور به صورت پارامتر ظاهر شدند. این پارامترها موسوم به پارامترهای اصلی یا اساسی ماشین هستند و بصورت اجزای مدارهای معادل دو محور d و q در شکل (2-2) قابل تشخیص هستند. هر چند این پارامترها بطور کامل مشخصههای الکتریکی ماشین را بیان میکنند، اما آنها را نمیتوان از عکسالعملهای قابل اندازهگیری ماشین مستقیماً بدست آورد. از اینرو، روش مرسوم در تعیین اطلاعات ماشین این است که آنها را برحسب پارامترهایی بیان میکنند که از رفتار قابل مشاهده ماشین در پایانههای آن قابل تشخیص بوده و تحت آزمایشهای مناسب، قابل اندازهگیری هستند. در این قسمت انواع پارامترهای ماشین و ارتباط آن با پارامترهای اساسی مورد بررسی قرار میگیرد.
-1-4-2 پارامترهای اساسی ماشین
پارامترهای اساسی ماشین یا پارامترهای مدار معادل، از اعمال تبدیل پارک بر روی معادلات حوزه زمان ماشین سنکرون بدست میآیند و مشخص کننده عناصر مدارهای معادل محورهای طولی و عرضی ماشین هستند. تعداد این پارامترها با مرتبه مدل تغییر میکنند. از مشکلات عمده کار با این پارامترها، مشخص نبودن دقیق مقدار همگی آنها است. بعبارت دیگر روشی برای تعیین مقادیر دقیق این پارامترها بصورت یک-
جا وجود ندارد و روشهای موجود همگی مقادیر تقریبی مربوط به این پارامترها را بدست می دهند.
29
بعنوان نمونه اگر مدل 2-2 استاندارد IEEE Std1110 که در شکل (1-2) نشان داده شدهاست را درنظر بگیریم، کلیه عناصر مداری که در شکل نشان داده شدهاند، پارامترهای مدار معادل بوده و به راحتی قابل محاسبه و اندازهگیری نمیباشند. حتی بعضی از آنها مخصوصاً بعضی از پارامترهای برخی از شاخههای مدار محور q وجود فیزیکی خارجی نداشته و صرفاً جهت مدل سازی رفتار ماشین در نظر گرفته میشوند.
-2-4-2 پارامترهای عملیاتی
همانگونه که از نام این پارامترها پیداست، پارامترهای عملیاتی، ماشین سنکرون را از دید سیستمی بیان می-
کنند و معین کننده رابطه ورودی و خروجی ماشین سنکرون هستند. در این حالت تغییرات شار محور طولی و عرضی، تغییرات جریان محورهای طولی و عرضی و تغییرات ولتاژ سیستم تحریک بعنوان ورودی یا خروجیهای سیستم در نظرگرفته شده و با استفاده از پارامترهای عملیاتی این ورودیها و خروجیها به یکدیگر مرتبط میشوند.
در شکل عملیاتی, معادلات روتور را میتوان به صورت سیستمی با پارامترهای گسترده محسوب کرد. این پارامترها را می توان از طریق محاسبات طراحی و یا آسانتر از طریق آزمایش پاسخ فرکانسی بدست آورد.
زمانیکه تعداد محدودی مدار برای روتور در نظر گرفته شود، می توان این پارامترها را بصورت نسبت دو چند جملهای برحسب S (عملگر لاپلاس) بیان نمود. درجه چند جملهای مخرج حداکثر برابر تعداد مدارهای فرض شده بر روی روتور است. پارامترهای عملیاتی نسبت به پارامترهای مدار معادل کاربرد بیشتری داشته و به ماشین وجهه سیستمی میدهند. این پارامترها درحقیقت مشخصههای فرکانسی ماشین سنکرون هستند و عبارتند از یک دسته منحنیهای مشخصه یا روابط تحلیلی که رابطه بین امپدانس مختلط (یا عکس آن) را نسبت به لغزش در فرکانس نامی مشخص مینمایند. در زیر سه مشخصه فرکانسی مهم ماشین معرفی می شوند .
الف ) امپدانس عملیاتی محور طولی ( ( Zd(s)
این مشخصه بصورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی و ماندگار ولتاژ آرمیچر (ناشی از مولفه محور طولی جریان آرمیچر) به دامنه مولفه اصلی و مختلط این جریان که بصورت تابعی از فرکانس بیان میشود، تعریف شده و آن را Zd(s) مینامند. این مشخصه را در حالتی که سیم بندی میدان اتصال کوتاه گردیده است، برای فرکانسهای مختلف اندازهگیری مینمایند.
ب) امپدانس عملیاتی محور عرضی ( ( Zq(s)
این مشخصه بصورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی ولتاژ آرمیچر تولید شده توسط شار مغناطیسی محور عرضی ناشی از مولفه جریان آرمیچر در جهت محور عرضی به دامنه مولفه اصلی این جریان تعریف شده و بر حسب تابعی از فرکانس(لغزش) بیان میگردد.
ج) مشخصه فرکانسی G(s) بین سیم بندی میدان و آرمیچر
30
این مشخصه به صورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی ولتاژ آرمیچر ناشی از جریان سیمبندی میدان در فرکانسهای مختلف به دامنه مولفه اصلی ولتاژ اعمالی در سیم بندی میدان تعریف میگردد.
-3-4-2 پارامترهای دینامیکی
این پارامترها به لحاظ سابقه، اهمیت و کاربرد فراوان آنها پارامترهای استاندارد ماشین نامیده میشوند، اما از آنجائیکه بیشتر حالتهای گذرا و دینامیکی ژنراتور را مدنظر دارند، به آنها پارامترهای دینامیکی نیز اطلاق می شود. یکی از دلایل اهمیت این پارامترها، قابلیت تشخیص و اندازهگیری آنها میباشد. این پارامترها را میتوان با استفاده از آزمایشهای خاصی که بعضی استانداردها نیز به آن اشاره دارند، مستقیماً بدست آورد. با استفاده از این پارامترها میتوان ژنراتور سنکرون را بویژه در حالات گذرا و دینامیکی تحلیل نمود. آزمایشات مربوط به استخراج این پارامترها سابقه نسبتاً زیادی دارد. تقسیم بندی این پارامترها که شامل اندوکتانسها و ثابت زمانیها هستند، به صورت پارامترهای دینامیکی محور طولی،محور عرضی همچنین پارامترهای
تندگذر و کندگذر میباشند که بسته به نوع تحلیل، جهت بررسی یک پدیده، پارامترهای مورد نیاز متفاوت
خواهد بود. این پارامترها بطور خلاصه شامل راکتانسهای سنکرون ( X q , X d )، راکتانسهای تندگذر و کندگذر محورهای طولی و عرضی( ( X ′q′, X ′d′, X ′q , X ′d ثابت زمانیهای کندگذر و تندگذر مدار باز محورهای طولی و عرضی ( ( T ′′qo ,T ′′do ,T ′qo ,T ′do و ثابت زمانیهای کندگذر و تندگذر اتصال کوتاه محورهای طولی و عرضی ( ( Tq′′,Td′′,Tq′,Td′ می باشند.
-5-2 محاسبه پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون بر اساس پارامترهای
اساسی ماشین
در محاسبه مقادیر اولیه شارهای گذرا در مدارهای تزویج شده از تئوری ثابت بودن شار دور استفاده میشود.
این تئوری بطور خلاصه عبارتست از اینکه شاردور مدار القائی با مقاومت و emf کوچک نمیتواند بطور لحظهای تغییر یابد. در حقیقت اگر emf یا مقاومتی در مدار موجود نباشد، شاردور آن ثابت خواهد ماند. این تئوری را میتوان در محاسبه جریانها بلافاصله بعد از تغییر شرایط مدار برحسب جریانهای قبل از تغییر استفاده کرد. هنگامی که یک اغتشاش همانند اتصال کوتاه در سمت استاتور ماشین اتفاق میافتد، شار استاتور تغییر میکند. پاسخ ماشین به اغتشاش براساس نحوه تغییرات جریانها و شارها عموماً به سه دوره زیرگذرا، دوره گذرا و ماندگار تقسیم میشود. در دوره زیرگذرا تغییر در جریان سیمپیچیهای میراکننده مانع از نفوذ شار ایجاد شده توسط استاتور به روتور میگردد. با کاهش جریان سیم پیچیهای میراکننده، دوره گذرا آغاز میشود که در آن تغییر جریانهای سیمپیچی میدان همان اثر را، اما ضعیفتر خواهد داشت. در نهایت در حالت ماندگار شار ایجاد شده استاتور به داخل روتور نفوذ خواهد کرد. شکل (3-2) توزیع شار در دورههای زیر گذرا، گذرا و ماندگار ماشین پس از وقوع یک اغتشاش سمت استاتور را نشان میدهد که بر اساس مسیر شار در هر یک از این حالتها میتوان راکتانسهای سنکرون، گذرا و زیرگذرای ماشین را تعریف کرد.
31

دوره زیرگذرا

دوره گذرا

حالت ماندگار

25%

25%

90 9090

90 9090

25%
25%
شکل (3-2) توزیع شار در ماشین سنکرون طی دورههای زیرگذرا، گذرا و ماندگار
در این قسمت نحوه محاسبه پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون برحسب پارامترهای اساسی یا همان پارامترهای مدار معادل ماشین تشریح میشود. همچنین مدار معادل ماشین برای هر یک حالتهای ماندگار، گذرا و زیرگذرا ارائه میشود. مدل در نظر گرفته شده برای ژنراتور بر اساس استاندارد IEEE Std1110،
32
مدل 2-2 میباشد. در صورت استفاده از مدلهایی با مرتبه متفاوت، رابطه پارامترهای دینامیکی تغییر یافته اما نحوه محاسبه آنها بصورت مشابه میباشد.
-1-5-2 محاسبه راکتانسهای ماشین
الف – راکتانسهای سنکرون
معمولاً اندوکتانس را به عنوان نسبت شاردور به جریان تعریف می کنند. وقتی که قله mmf گردان در امتداد محور d قرار گرفت، نسبت شاردور استاتور به جریان استاتور اندوکتانس محور (Ld) d نامیده میشود.
با بدست آمدن اندوکتانسها بدیهی است که راکتانسهای متناظر نیز به سادگی قابل محاسبه هستند.
همچنین وقتی قله mmf گردان در امتداد محور q قرار بگیرد، نسبت شاردور استاتور به جریان آن، اندوکتانس سنکرون محور (Lq) q خواهد بود. شکل (4-2) مدار معادل ماشین در شرایط حالت ماندگار را نشان می دهد.
x fd xl x1q xl i fd i1q  0 x1d X d → x2q X q → xad xaq 0 i i2q  0 1d الف-مدار معادل محور d ب-مدار معادل محورq شکل :(4-2) مدار معادل ژنراتور سنکرون در حالت ماندگار
در حالت ماندگار، راکتانسهای سنکرون محور d و q به ترتیب با توجه به شکل (4-2) محاسبه می شوند.
مقادیر این راکتانس ها در روابط (9-2) و (10-2) ارائه شده است.
(9-2) X d  xl  xad
(10-2) X q  xl  xaq
ب- راکتانسهای گذرا
برای محور مستقیم، با توجه به اینکه مقاومت سیمپیچیهای میراکننده معمولاً بزرگتر از مقاومت سیم بندی میدان میباشد، جریان القایی در این سیم پیچیها بسیار سریعتر از جریانهای القایی در سیم بندی میدان میرا میشود. برای دوره گذرا فرض میشود که حالت گذرای میراکننده با میرایی فوقالعاده زیاد تمام شده است، در حالیکه جریانهای القایی در سیم بندی میدان هنوز برای مخالفت با تغییر شاردور ناشی از جریان-

های استاتور تغییر میکنند. مدارهای معادل ماشین در دوره گذرا مطابق شکل (5-2) می باشد. مدار معادل محور q نیز به طریق مشابه قابل توجیه است.

33
x fd xl Vfd x1d X ′d → xad i1d  0 الف-مدار معادل محور d ب-مدار معادل محورq
شکل :(5-2) مدار معادل ماشین سنکرون در دوره گذرا
براساس مدارهای معادل بدست آمده، راکتانس های گذرای محورهای d و q به شکل روابط (11-2) و(-2 (12 محاسبه می گردند.
(11-2) xad x fd x fd xl  X ′d  xl  xad xad  x fd (12-2) xaq x1q x1q xl  X ′q  xl  xaq x aq x 1q ج-راکتانس های زیر گذرا
در دوره زیرگذرا، جریانهای گذرای القا شده در سیم بندیهای روتور سعی دارند تا شاردور هر یک از مدارهای روتور را در ابتدا ثابت نگه دارند. براین اساس مدارهای معادل محورهای d و q ماشین سنکرون در این حالت مطابق شکل (6-2) میباشد.

الف-مدار معادل محور dب-مدار معادل محورq
شکل :(6-2) مدار معادل ماشین سنکرون طی دوره زیر گذرا
در این حالت برای محور d راکتانس دیده شده معادل سه راکتانس موازی xad ، x fd و x1d میباشد که با xl سری شده است. راکتانس زیر گذرای مدار باز محور q نیز مشابه محور d محاسبه میشود. براساس مدار معادل های ارائه شده، این راکتانس ها طبق روابط (13-2) و (14-2) محاسبه میشوند.
(13-2) xad x fd x1d xl x fd  x1d X ′d′  xl  xad xad x fd  xad x1d  x fd x1d 34
(14-2) xad x fd x1d xl x1d x fd  X ′d′  xl  xad x x x ad x fd x ad x fd 1d 1d -2-5-2 محاسبه ثابت های زمانی ماشین
حضور دو مجموعه سیم بندی برروی روتور، دو مجموعه ثابت زمانی مختلف را سبب شدهاست. مجموعه با مقادیر بزرگتر مربوط به ثابت زمانیهای گذرا و مجموعه با مقادیر کوچکتر مربوط به ثابت زمانیهای زیرگذرا هستند. معمولاً سیم بندیهای میراکننده که مقاومت بیشتری نسبت به سیم بندیهای میدان دارند، با ثابت زمانیهای زیرگذرا متناظرند.
ثابت زمانیهای گذرا و زیرگذرا بر روی محورهای d و q معمولاً در دو حالت تعریف میشوند. در یک حالت که استاتور مدار باز است و ثابت زمانیهای مدار باز تعریف میشود، ( ( T ′′qo ,T ′′do ,T ′qo ,T ′do، و درحالت دیگرسیم پیچی استارتور بصورت اتصال کوتاه فرض می شود( .( Tq′′,Td′′,Tq′,Td′ میتوان نشان داد که نسبت ثابت زمانی گذرای محور d با استاتور اتصال کوتاه به ثابت زمانی گذرای محور d با استاتور مدار باز برابر است با نسبت راکتانس ظاهری که جریان استاتور با سیم بندی میدان اتصال کوتاه شده می بیند، به راکتانسی که جریان استاتور با سیم بندی میدان مدار باز میبیند.
الف -ثابت زمانی های گذرا
مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانیهای گذرای مدار باز محور d و q در شکل (7-2) نمایش داده شدهاست.

Rfd
′ T do ← R1d
i1q=0
xfd
Rsxl
x1d
xad
الف :
محور dب: محورq
شکل :(7-2) مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های گذرای مدار باز
براساس فرضیات فوق و مدارمعادل شکل (7-2) ثابت زمانیهای مدارباز ماشین بصورت روابط (15-2) و
(16-2) بدست می آیند. (15-2) xfdxad 1 T ′do  ω0 R fd (16-2) x1qxaq 1 T ′qo  R ω 0 1q 35
همچنین مقادیر ثابت زمانیهای گذرا با استاتور اتصال کوتاه شده بر اساس روابط (17-2) و (18-2) محاسبه میشوند.
(17-2) x′d  Td′ xd T ′do (18-2) x′q  Tq′ xq T ′qo ب- ثابت زمانیهای زیر گذرا
ثابت زمانی زیرگذرای مدار باز محور d عبارتست از زمان لازم برای کاهش مولفه d جریان به مقدار 1e ام مقدار اولیه خود، هنگامی که در ترمینال ماشینی که با سرعت نامی می چرخد، بطور ناگهانی اتصال کوتاهی رخ دهد. بعبارت دیگر این ثابت زمانی عبارتست از ثابت زمانی جریان سیمبندی میراکننده d وقتی سیمبندی میدان اتصال کوتاه شده و سیمبندیهای استاتور مدار باز باشند. از مقاومت سیم بندی میدان در این دوره کاهش ولتاژ صرف نظر میشود. ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز محور q نیز به طریق مشابه تعریف میشوند. مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانیهای زیرگذرای مدار باز مطابق شکل (8-2) میباشد.

براساس فرضیات فوق و مدار معادلهای ماشین در دوره زیرگذرا و ثابت زمانیهای زیرگذرای مدار باز ماشین بر اساس روابط (19-2) و (20-2) محاسبه میگردند.

الف : محورdب:محورq
شکل :(8-2) مدارمعادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز
(19-2)
(20-2)

 x fd xad x fd  xad x1q xaq  aq x x 1q
1 1 ′′ xad  ω x1dxfd x1d R R 0 Tdo  ω 1d 0 1d 1 1 ′′ xaq  ω x2qx1q x2q 2q R 0 R 0 Tqo  ω 2q 36
-6-2 مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون براساس مدل دو محوری پارک
روابط ارائه شده در قسمت (3-2) تا حدود قابل قبولی عملکرد الکتریکی دینامیکی یک ماشین سنکرون را بیان می کنند. اما گاهی این روابط را نمی توان بطور مستقیم برای مطالعات سیستمهای قدرت بزرگ بکار برد. از طرفی برخی از اوقات نیز لازم است رفتار ماشین سنکرون با جزئیات بیشتری مدل شود. در مدل دو محوری پارک همانگونه که قبلاً هم تشریح شد، مقادیر استاتور به دو سری مقادیر در دو جهت تبدیل می-
شوند که یکی در راستای محور مغناطیسی سیم پیچی میدان بوده (محور (d و دیگری با 90 درجه اختلاف با محور d عمود بر محور مغناطیسی سیم پیچی میدان میباشد (محور .(q محور d روتور شامل سیم پیچی میدان و سیم پیچیهای میراکننده میباشد. محور q نیز شامل سیم پیچیهای میراکننده این محور است.
باتوجه به تعداد سیم پیچیهای درنظر گرفته شده برای محور d و q روتور، مراتب مختلفی برای مدل ژنراتور سنکرون متصور است. براساس استاندارد IEEE Std 1110، مدل ژنراتور بایک شماره دورقمی Model AB مشخص میشود که A تعداد سیم پیچیهای درنظر گرفته شده برای محور d روتور و B

تعداد سیمپیچیهای منظور شده برای محور q روتور میباشد. جدول (1-2) مراتب مختلف ژنراتور سنکرون را نشان میدهد. نوع مدل انتخاب شده برای ژنراتور سنکرون وابسته به پارامترهای مختلفی از جمله نوع ژنراتور و ساختار فیزیکی روتور و انواع مطالعه مورد نظر است که در قسمتهای بعدی تشریح میشود.
37
جدول :(1-2) مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون

فصل سوم:

بررسی روشهای شناسایی پارامترهای
دینامیکی ژنراتورهای سنکرون
39
-1-3 مروری بر پیشینه شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
بحث پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون و یا به عبارت دیگر این مطلب کـه بـرای بیـان رفتـار ماشـین سنکرون در حالتهای گذرا از راکتانسهای مربوط به حالت دائم نمیتوان استفاده کرد، برای اولین بار در سـال
1920 با طرح مفهوم راکتانس اتصال کوتاه مطرح گردید. بعدها این ایده بعنوان پایه و اسـاس اولیـه تئـوری
"ثابت بودن شاردور در برگیرنده" قرار گرفت و در مقالاتی توسط دوهرتی1 درسال 1923 و بیـولی2 در سـال
1929 دوباره عنوان گردید.
آقای کری3 این مطلب را به این صورت طرح کرد که در هر مدار بسته بلافاصله بعد از هر تغییر بوجود آمـده در جریان، ولتاژ ویا موقعیت فیزیکی این مدار نسبت به موقعیت مدارات دیگـر کـه بـا آن بطـور مغناطیـسی درگیر میباشند، شار دور در برگیرنده ثابت باقی خواهد ماند . با توجه به مقاومت موجود در سیم پیچی میدان و دیگر سیم پیچیهای روتور (دمپرها) و در نتیجه تغییرات حاصله در شاردور در بر گیرنده در طی مدت زمان بعد از وقوع تغییرات ناگهانی، لزوم معرفی ثابت زمانیهای گوناگون ماشین نیز بعدها بـرای تحلیـل دقیـق تـر مورد ملاحظه قرار گرفت.
بر این اساس پارک4 و روبیرتسون5 در سال 1928 راکتانسهای دیگری از قبیل راکتانسها و ثابـت زمانیهـای محور عرضی و محور طولی را برای رژیم های تندگذر و کندگذر و به همین صورت مفاهیم دیگری همچون حالات کندگذر و تندگذر را در شارها، ولتاژها و جریانها نیز مطرح نمودند. گام بعدی در همین رونـد معرفـی مدار معادل ماشین بود. بسط منطقی این طریقه تحلیـل رفتـار ماشـین (بعـد از هـر تغییـر ناگهـانی) معرفـی مدارهای مربوط به محورهای طولی و عرضی ماشین با این فرض بود که بتوان یک اندوکتانس متقابل بـین سیم بندیهای موجود در روتور و استاتور تعریف نمود. بدین ترتیب و با در نظر گرفتن یک اندوکتانس متقابـل برای کوپلاژ بین سیم بندیهای روتور و استاتور و همچنین انتساب یک اندوکتانس پراکندگی به هـر کـدام از سیم بندیها (استاتور، میدان وبدنه روتور) مدار معادل مربوط به محور طولی ماشین. در سال 1931،کیلگوری6
در طی یک پروژه - ریسرچفاکتورهای مؤثر در محاسبات مربوط به بدست آوردن راکتانسهای ماشین سـنکرون را کـه مبنای خواص فیزیکی و ابعاد هندسی ماشین(استاتور، روتور و سیم پیچی میدان) میباشند بیان نمود. در ایـن مسیر در سال 1929، پارک نیز ایده محورهای طولی و عرضی برای ماشین را که قبلا توسط خـود او مطـرح شده بود به تبدیلات d-q که طی آن کمیات مربوط به سه فاز به متغیرهای q-d مرتبط می گردیـد بـسط داده و به این ترتیب پایه معادلات ماشین بر مبنای تئوری دو محوری بنا نهاده شد.

1-Doherty 2- Biowly 3- Cary 4- Park 5- Robertson 6- Kilgore
40
در سال 1931، شروین1 روابط لازم جهت بدست آوردن پارامترهای ماشین سنکرون را بـرای حالـت دائـم و گذرا، از طریق نتایج آزمایش ارائه نمود و این در حقیقت اولین روش پذیرفته شده بطور عام برای آزمایشهای ماشین سنکرون بود.که در سال 1945 میلادی توسط کمیته مربوط به ماشین سنکرون AIEE چاپ گردید.
از لحاظ تاریخی کمیته ماشینهای الکتریکی و استاندارد شماره 115 مربوط به IEEE ماحصل همان کمیتـه و همان روش آزمایشی ارائه شده در طی سالهای بعدی می باشد.
در طی اوائل دهه 60 میلادی به همان صورت که ابزار و تکنیکهای محاسباتی کـه در تحلیـل سیـستمهای قدرت بکار می رفت از لحاظ ابعاد و سرعت با روند رو به رشدی روبرو بود نیاز به مـدلهای دقیـقتـر ماشـین سنکرون جهت مطالعات پایداری نیز محسوس شده و بـرای ایـن خـاطر روشـهای کلاسـیک بدسـت آوردن پارامترهای ماشین سنکرون نیز دوباره مورد توجه بیشتر و دقیقتر قرار گرفت. در طی ایـن سـالها عـلاوه بـر مقالات متعددی که در این رابطه به چاپ رسید، استانداردهایی نظیر اسـتانداردBS, IEC, IEEE مربـوط به بخش ماشین نیز به دفعات متعدد چاپ و مورد تجدید نظر قـرار گرفتنـد. ایـن اسـتانداردها از میـان انـواع روشهای متفاوت و گوناگونی که ارائه میگردیدند و با توجه به رعایت نکات عملی و تکنیکهای انـدازهگیـری در طی جلسات متعدد کمیتههای ماشینهای الکتریکی، آنهایی را که تا حدی قابل قبول تشخیص مـی دادنـد انتخاب کرده و در استانداردها به عنوان روشهای کلاسیک مطرح و مورد تایید قرار می دادنـد. از مشخـصات مهم آزمایشات کلاسیک مربوط به قبل از دهه 80 تاکید روی آزمایش اتصال کوتاه سه فاز ناگهـانی و سـعی در بدست آوردن پارامترهای ماشین بـا اسـتفاده از چنـین آزمایـشی بـود کـه در حـال حاضـر هنـوز هـم در مشخصات ارائه شده در نیروگاهها نتایج حاصل از آزمایش اتصال کوتاه ناگهانی ارائه می گردد.
از جمله نکات محدودکننده اینگونه آزمایشها عدم دسترسی به پارامترهای مربـوط بـه محـور عرضـی، عـدم صرفه اقتصادی و قابلیت انجام آن در محل نیروگاهها و در تحت ولتاژ نامی بود. در حقیقت تـا قبـل از سـال
1983 روشهای دسترسی به پارامترهای مربوط به محور q در استانداردها مسکوت گذارده شده بود.
در طی سالهای 1960 الـی 1980 آزمایـشات گونـاگونی جهـت پاسـخگویی بـه سـؤالاتی از قبیـل اهمیـت پارامترهای مربوط به محور عرضی و همچنین درجه دقّت مورد لزوم برای پارامترهای ماشین و یا درجه مدل بکار رفته برای ماشین مطرح شده است. آزمایشات نیروگاه نورث فلیت2 در سال 1969 و تحقیقات انجام شده مؤسساتی چون EPRI, NPCC & Ontario-Hydro از این دسـتهانـد. ایـن مجموعـه فعالیـتهـا نتایجی از این قبیل را به همراه داشت:
در شبیه سازی دینامیکی رفتار ماشینهای الکتریکی، اطلاع دقیـق از پارامترهـای ماشـین بـه انـدازه درجه مدل انتخابی اهمیت دارد. این اهمیت در باب پارامترهای محور عرضی بارزتر است.
در تعیین پارامترهای ماشین همواره آزمایشاتی که منجر به تغییرات کوچک(بزرگ) در مقادیر ولتاژ و جریانهای ماشین گردند، اطلاعات مناسبی از پارامترها برای مطالعات مربوط بـه اغتـشاشات بـزرگ (کوچک) را در اختیار قرار نمیدهد.

7- Shervin 8- North Fleet
41
با توجه به این نکته پارامترها باید بسته به نوع مطالعه تصحیح و بهینه سازی شوند.
ارزش پارامترهای محور عرضی در شبیه سازی رفتار توربوژنراتورهای با روتـور یکپارچـه بـه حـدی است که انجام آزمایشهای جداگانه در این جهت راتوجیه میکند.
بدین ترتیب در سالهای بعد از 1980 آزمایشهای جدیدتری چون میرائی شار1 جایگاه ویژهای در حوزه تعیـین پارامترهای دینامیکی ماشینهای سنکرون پیدا کردند.
-2-3 انواع روشهای تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
به طور کلی آزمایشهای موجود در حوزه تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون را می توان به دو دسته :
روشهای کلاسیک
روشهای جدید
تقسیم بندی کرد. روشهای کلاسیک، آزمایشهایی محدود را تشکیل میدهند که عموماَ از نظر زمانی نیز، بـر روشهای جدید تقدم دارند. مهمترین معیارهای مطرح در انتخاب روشهای مورد استفاده عبارتنداز:
انجام آزمایش در آن کشور ممکن باشد و به ابزار پیچیده نیاز نداشته باشد.
استانداردهای معتبر آن را تایید کند.
با بکارگیری آن تعداد بیشتری از کمیتها را بتوان شناسایی کرد.
آن روش قادر به اندازهگیری پارامترهای محور عرضی نیز باشد.
-1-2-3 روشهای کلاسیک اندازهگیری پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
روشهای کلاسیک روشهایی محدود هستند که عموما قبل از دهه 80 میلادی ابداع شدهاند و بـا انجـام آنهـا تنها یک یا چند پارامتر شناسایی میشود. این روشها برروی هر ژنراتـوری قابـل اجـرا بـوده و بـه تجهیـزات پیشرفته و پیچیده نیاز ندارد. تغییرات این روشها در خلال این سالها عموما از جنس اصلاح روابط محاسـباتی میباشد. اغلب آنها استاندارد شدهاند، ولی متاسفانه با انجام هر یک از این آزمایشها تنهـا تعـداد محـدودی از پارامترها بدست میآیند. از نقاط ضعف این روشها مساله تعیین پارامترهای محور q اسـت. از معایـب عمـده دیگر بعضی از این روشها مخرب بودن آنهاست. با این شرایط مجوز استفاده از این روشها علیرغم اسـتاندارد بودن آنها صادر نمیگردد.
به عنوان نمونه آزمایش اتصال کوتاه سهفاز اگر چه نتایج خوبی را از جهت تعیین پارامترها در بر داشته باشد، به علت آثار مخرب الکتریکی و مکانیکی جبران ناپذیر آن چندان مورد توجـه نیـست. اغلـب کمیتهـایی کـه توسط آزمایشهای کلاسیک تعیین میشود بر پایه مدل استاندارد IEEE تبیین شـدهانـد بـا یـک سـیمپـیچ میرایی محور طولی و عرضی. بسیاری از این روشها در تعیین پارامترها برای مدلهایی از مرتبـه بـالاتر ناکـام خواهند بود.

9- dc decay
42
-2-2-3 روشهای جدید در تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون:
همگام با رشد سیستمهای کـامپیوتری، توسـعه تجهیـزات انـدارهگیـری و پدیـد آمـدن سیـستمهای هـوش مصنوعی، مجموعه جدیدی از روشها برای شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون پدیـد آمدنـد.
بطور کلی در این روشها با اعمال ورودیهای مناسب در وضعیتهای متفاوت روتور(ایـستا یـا متحـرک) و ثبـت خروجیها، توابع انتقال ماشین شناسایی شده است. سپس با فرض یک مدل خاص بـرای ماشـین مـیتـوان پارامترهای ماشین را با روشهای مناسبی تخمین زد. اخیرا مدلهایی با مرتبه بالاتر نیز در اسـتانداردها مطـرح شدهاند. شناسایی پارامترهای دیگری که همگام با رشد درجه مدل مطرح شدهاند را صرفا میتوان با اسـتفاده از روشهای جدید تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون شناسایی کرد، اگر چه توانایی روشهای مذکور در تعیین این پارامترها متفاوت است. در مجموع روشهای جدید را میتوان تلاشـهایی بـرای دسـتیـابی بـه اهداف زیر دانست:
أ- دستیابی به روشهای بلادرنگ در تخمین پارامترها ب- استفاده از اطلاعات بهره برداری برای شناسایی پارامترها ت- شناسایی پارامترها با دقت هرچه بیشتر ث- تلاش در سادهسازی مکانیزم تخمین
به عنوان نمونه از مهمترین روشهای مطرح در این دسته به موارد زیر میتوان اشاره کرد: (1 روشهای بنا شده برپایه سیستمهای هوش مصنوعی:
(a تخمین پارامترهای دینامیکی با استفاده از شبکه عصبی (b تخمین پارامترهای دینامیکی با استفاده از الگوریتم ژنتیک
(2 روشهای بنا شده بر پایه تکنیکهای معادلات معادلات جزئی: (a تعیین پارامترها با استفاده از تکنیک اجزاء محدود
(3 شناسایی پارامترها ماشین سنکرون با استفاده از تست پاسخ فرکانسی
(4 شناسایی پارامترها با استفاده از دامنه وسیع تحریک
(5 شناسایی پارامترها با استفاده از اطلاعات تست باربرداری
(6 شناسایی پارامترها با استفاده از اطلاعات میرایی شار
(7 شناسایی پارامترها با اطلاعات بدست آمده از اغتشاشات بهره برداری (a تخمین پارامترها با استفاده از اغتشاشات بزرگ بهره برداری (b تخمین پارامترها با استفاده از اغتشاشات کوچک بهره برداری
عموم این روشها غیر مخرب بوده و نتایج خوبی را در تخمین پارامترها نشان داده اند. از نکات قابـل توجـه در این روشها توانایی آنها در تعیین پارامترهای محور عرضی علاوه بر محور طولی و همچنـین امکـان تخمـین پارامترها، متناظر مدلهایی با درجههای مختلف است. البته این به معنی توانایی برابر این روشها برای تخمین
43
و شناسایی پارامترها در جهات مختلف نیست. البته همه این روشـها در حـال تکامـل و بهبـود مـیباشـند و
بسیاری از آنها هنوز استاندارد نشدهاند.
44
فصل چهارم:

شناسایی بلادرنگ پارامترهای
دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با
استفاده از رویتگر شبکه عصبی
45
-1-4 اصول کار شبکه های عصبی:
یکی از روشهای مشهور در حوزه هوش مصنوعی شبکه عصبی مصنوعی است. شبکههای عصبی مـصنوعی الهام گرفته از شبکه عصبی انسان هستند که توانایی بالایی در تقلید رفتار توابـع غیـر خطـی از خـود نـشان دادهاند. انسان با استفاده از تجربیاتی که از وقایع پیرامون خود دارد و ارتباطی که بین آن وقایع و عوامل مؤثر بر آنها برقرار میکند، نسبت به تخمین وقایع آتی بر پایه وضـعیت عوامـل مـؤثر اقـدام مـینمایـد. براسـاس تحلیلهای موجود شبکه عصبی مغز انسان از لایههای مختلفی تشکیل شده که لایه خـارجی آن(کـورتکس)
متصل به مجاری ورودی است. این ورودیها در انسان حواس او هستند. تجربیات ما به صورت تفاوت قوت و ضعف نقاط اتصال سلولهای عصبی به یکدیگر(سیناپسها) بروز مـیکنـد. هـر یـک از نـرونهـا پیونـدهای متعددی با سلولهای لایه بعد دارند.

شکل:1-4 طرح کلی سلول عصبی انسان
مسلم است که هرچه تعداد پیوندهای عرضی بیشتر باشد شبکه توانایی بیشتری در آموزش رفتـار توابـع غیـر خطی خواهد داشت.
-2-4 اصول کار شبکه عصبی تخمین گر پارامترها:
با درنظر گرفتن مبادی ذکر شده، مراحل شبیهسازی شبکههای عصبی بدین صورت خواهد بود:
ساخت نرون مصنوعی
ساختاربندی آن در قالب لایههای مختلف
تهیه بانک اطلاعات لازم برای آموزش شبکه عصبی
آموزش شبکه عصبی
تست شبکه
46

شکل :2-4 شکل کلی سلول عصبی مصنوعی
لایههای شبکه عصبی را به سه دسته لایه ورودی، لایه خروجی، و لایه (لایههای) مخفی تقسیم مـیکننـد.
تعداد عناصر لایه ورودی و خروجی باید برابر تعداد ورودی، خروجیهای در نظـر گرفتـه شـده بـرای شـبکه باشند. افزایش تعداد لایههای مخفی در شبکه عصبی دو اثر متضاد را به همراه دارد. از یک طرف تقلیـد هـر چه بهتر رفتار هر تابع غیر خطی را امکان پذیر می سـازد و از طـرف دیگـر مـشکلات شـبیه سـازی و مـدت آموزش را افزایش میدهد. در عمل باید بسته به شرایط، بین این دو عامل بهینهسازی شود. در عمل در طـی تحقیقات متعدد انجام شده شبکه عصبی با یک لایه مخفی به عنوان حالت بهینه مطرح شده است.

شکل:3-4 ساختار شبکه عصبی توسعه یافته
همانگونه که پیشتر مطرح شد تعداد نرونهای لایه خروجی شبکه عصبی برابـر تعـداد خروجـیهـای در نظـر گرفته شده برای آن شبکه است. در این طرح، شبکه عصبی با یک خروجی در نظر گرفته شده است. بنابراین برای تخمین هر یک از پارامترهای مورد نظر باید یک شبکه مستقل تـشکیل شـده، آمـوزش دیـده و مـورد استفاده قرار گیرد. این روش اگرچه مشکلاتی را در تشکیل و آموزش شبکههای متعدد به همـراه دارد لـیکن گامی در جهت دستیابی به حداکثر قابلیت شبکههای عصبی در تخمین پارامترهـای دینـامیکی ژنراتورهـای سنکرون بر اساس دادههای بهرهبرداری است. همانگونه که همواره بهینهسازیهای تک هدفه نتایج بهتـری از جهت دستیابی به نتیجه مورد نظر دارند، با توجه به تشابه ساختاری این معنی در باب شـبکههـای عـصبی نیز صادق است. تعداد نرونهای لایه ورودی نیز برابر تعداد ورودیهای در نظر گرفته شده برای شبکه عـصبی
47
است. تعداد شش ورودی برای شبکه مورد نظر در نظر گرفته شده است. تعداد ورودیها در این طرح با توجه به مجموعه پارامترهای قابل اندازهگیری در خروجی ژنراتورهای سنکرون انتخاب شده است. البته انتخـاب و ترتیب آرایش این پارامترها برپایه رؤیت پذیری پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون در رفتار دینـامیکی آن شکل گرفته است. این بحث در طی مطالعات پیشین انجام شـده در مرکـز مطالعـات دینامیـک ایـران مـورد بررسی قرار گرفته است.
-1-2-4 دادههای آموزشی و آموزش شبکه عصبی تخمینگر:
از نکات بسیار مهم در تشکیل شبکه عصبی مـصنوعی، بانـک اطلاعـات آموزشـی مـورد اسـتفاده اسـت. در تجربیات گذشته که در حوزه استفاده از شبکههای عصبی مصنوعی مطرح است، گاه اصلاح مکانیزم تهیـه و تغییر دامنه دادههای آموزشی، یک شبکه عصبی با نتایج ضعیف را به شبکهای بـا نتـایج قابـل قبـول تبـدیل کرده است. شاید بتوان مهمترین نکته در گردآوری اطلاعات آموزشـی را شـمول و فراگیـری آن نـسبت بـه حالتهای مختلف رفتاری مطرح در حوزه مورد نظر دانست. اگرچه این شمول را نباید با بزرگی ابعـاد اشـتباه گرفت. عامل مهم نگاه ریشهای و بنیادین به حالات مطرح در آن حوزه است. از آنجا که این شبکه بر آنـست تا بر پایه اطلاعات بهرهبرداری نسبت به تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون اقدام نماید، لـذا بایـد بانک اطلاعات لازم برای آموزش شبکه عصبی در این حوزه فراهم شود. مجموعه اغتـشاشاتی کـه در طـی بهرهبرداری از ژنراتورها رخ میدهد را میتوان به سه دسته عمده تقسیم کرد:
اغتشاشاتی که در حوزه تحریک رخ می دهند
اغتشاشاتی که در حوزه توان ورودی رخ میدهند
اغتشاشاتی که در شبکه تحت تغذیه رخ میدهند
بدین ترتیب از هر یک از این حوزههای سهگانه یک نمونه شایع به عنوان نماینده آن گروه بـدین ترتیـب در
نظر گرفته شده است:
تغییر ناگهانی %10 در تحریک ژنراتور
تغییر ناگهانی %10 در توان ورودی ژنراتور
وقوع اتصال کوتاه سهفاز 10-5)میلی ثانیه) در خروجی ژنراتور
48

شکل :4-4 شکل کلی روش تهیه اطلاعات بهرهبرداری ژنراتورهای سنکرون
(برای آموزش و تست شبکه عصبی)
60 مجموعه از مقادیر نمونه پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون به عنوان مقـادیر پایـه در تـشکیل بانـک اطلاعات آموزشی شبکه عصبی در نظر گرفته شده است. این مجموعه از دادههایی مربوط به:
واحدهای بخاری- فسیلی
واحدهای بخاری-فسیلی با پیوند عرضی
واحدهای بخاری- هستهای
واحدهای آبی
واحدهای با توربین احتراقی
تشکیل شده است. برای هر مجموعه از این پارامترها دو گام افزایشی و دو مرحله کاهش در نظر گرفته شده
است. هر یک از این مراحل تغییرات %10 پارامترها را بهمراه خواهد داشت. مجموعه نهایی دربرگیرنـده 225
مجموعه از مقادیر نمونه پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون میباشد. مجموعه یک ژنراتور متصل به شین
بینهایت برای شبیه سازی رفتار ژنراتور سنکرون در نظر گرفته شده است. برای این که آثـار تفـاوت سـاختار
شبکه در رفتار ژنراتور نیز لحاظ شده باشد در هر مرحله از شبیهسازی بصورت همگام با تغییرات پارامترهـای
ژنراتور، تغییراتی در حوزه پارامترهای شبکه نیز در نظر گرفته شده است. در هر دوره شبیه سازی از خروجـی
ژنراتور 1000 نمونهگیری با فاصله زمانیهایی برابر0,01 ثانیه بعمل آمده است. 20 نمونه از اندازهگیری های
انجام شده و پارامترهای متناظر با آن به عنـوان مجموعـه اطلاعـات آموزشـی در نظـر گرفتـه شـده اسـت.
نمونههای منتخب از میان اندازهگیریهای انجام شده با گامهای متغیر و قابل کنترل گزینش شـدهانـد، ایـن
رویکرد امکان تهیه تصویری بهتر از رفتار دینامیکی ژنراتور سنکرون در قبال یک اغتـشاش را بـا رعایـت دو
مشخصه حداقل حجم اطلاعات و حفظ حداکثر مشخصات رفتاری فراهم میآورد.
49

شکل:5-4 آلگوریتم آموزش شبکه عصبی
آموزش شبکه بر پایه الگوریتم پسانتشار و با استفاده از راهبرد مارکوئیس_لونبرگ انجام شده است. برای هر یک از انواع سهگانه اغتشاشات ذکر شده بانک اطلاعات آموزشی مستقلی در نظـر گرفتـه شـده اسـت. ایـن روش امکان مقایسه بین نتایج اخذ شده در قبال هر یک از انواع اغتشاشات را فـراهم مـیآورد. ایـن راهبـرد امکان مقایسه درجه قابلیت اطمینان نتایج حاصل از تخمین پارامترهای گوناگون در قبال اغتشاشات مختلـف را نیز فراهم میĤورد.
-2-2-4 تست شبکه عصبی تخمینگر:
تست شبکه عصبی با استفاده از اطلاعات بهره برداری که در مجموعه آموزشی لحـاظ نـشده، شـکل گرفتـه است. بدین ترتیب تصویر واقعگرایانهتری از قابلیتهای شبکه مذکور خواهیم داشت. برای تحقق این معنـی اطلاعات مربوط به 75 ژنراتور سنکرون متفاوت با نمونه های مطـرح شـده در مجموعـه آموزشـی، دادههـای حاصل از اندازهگیریهای بعمل آمده در قبال رفتار دینامیکی آنهـا و مقـادیر حقیقـی پارامترهـای دینـامیکی متناظر با آن به عنوان مجموعه دادههای تست شبکه عصبی در نظر گرفته شده است. طرح کلی روش تست و بهرهبرداری شبکه عصبی مذکور در شکل4-6 بیان شده است. هریک از مراحـل آمـوزش و تـست شـبکه عصبی تخمینگر با مشخصات ذکر شده در قبال سه اغتشاش نمونه مطرح در نظر گرفته شده است.
50

شکل:6-4 طرح کلی روش تست و بهرهبرداری از شبکه عصبی
-3-4 نتایج:
مجموعه نتایج در سه بخش سازماندهی شده است. هربخش در برگیرنده نتایج آموزش و تست شبکه عصبی بر پایه یکی از انواع سهگانه اغتشاش میباشد. این طریقه بررسی امکان مقایسه بهتر نتایج را فراهم سـاخته، شاهدی بر رؤیت پذیری پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون در ازای اغتشاشات مختلف مـیباشـد. از طرف دیگر بررسی مقایسهای نتایج درجه دقـت شـبکه عـصبی در تخمـین پارامترهـای دینـامیکی بـر پایـه اطلاعات مختلف بهرهبرداری را نیز بیان میکند. برداشتهای مقایسهای امکان تعیین بهتر قابلیتهای شبکه عصبی را بدور از آثار ناشی از الگوی آموزشی فراهم میآورد، زیرا ابعاد و مکانیزم تشکیل مجموعـه آموزشـی در تخمین همه این پارامترها مشابه بوده است.
برای بررسی رفتار هر شبکه عصبی دو معیار اصلی دامنه و توزیع فراوانی خطا در نظر گرفتـه شـده اسـت. در تحلیل بر اساس توزیع فراوانی خطا، درصد فراوانی غالب و دامنه خطای متناظر با آن بیان شدهاند. با توجه به حجم زیاد مجموعه نتایج، چند نمونه از شبکههای تخمینگر و دادههای بدست آمده از طریق آنها در مرحلـه آموزش و تست ارائه شده است. این مجموعه به سه حوزه آموزش و تست بر اساس اطلاعـات بهـرهبـرداری شکل گرفته برپایه تغییر ناگهانی تحریک، تغییر ناگهانی تـوان ورودی و اغتـشاش حـوزه شـبکه متـصل بـه ژنراتور تقسیم شده است. برای فراهم سازی امکان مقایسه بیشتر، نتایج متناظر هر پارامترکه با استفاده از هر یک از بانکهای اطلاعاتی سهگانه مذکور بدست آمده اسـت در اختیـار خواننـده محتـرم قـرار گرفتـه اسـت.
پارامترهای دینامیکی مطرح برای ژنراتورهای سنکرون _در نگاه اشتراکی بین انواع مختلف آن _کـه مـا بـه تخمین آنها همت گماشته ایم مجموعهای بدین صورت را تشکیل خواهد داد:
51
جدول( (1-4 ردیف نام پارامتر مشخصه واحد
1 راکتانس سنکرون محور d Xd pu
2 راکتانس حالت گذرا محور d Xd' Pu
3 راکتانس فوق گذرا محور d Xd" Pu
4 راکتانس سنکرون محور q Xq pu
5 راکتانس فوق گذرا محور q Xq" Pu
6 راکتانس پوتیه Xl pu
7 ثابت زمانی محور d در دوره گذرا Td' s
8 ثابت زمانی محور d در دوره فوق گذرا Td" s
9 ثابت زمانی محور q در دوره فوق گذرا Tq" s
10 ثابت اینرسی H s
52
-1-3-4 نمونههایی از نتایج شبکه عصبی تخمینگر:
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :7-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل :8-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
53

شکل :9-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :10-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
54

شکل :11-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :12-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
55
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :13-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل :14-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
56

شکل :15-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :16-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
57

شکل :17-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :18-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
58
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :19-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل:20-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
59

شکل:21-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :22-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
60

شکل :23-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:24-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
61
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :25-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :26-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
62

شکل :27-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :28-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq"
63

شکل :29-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :30-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
64
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :31-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :32-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
65

شکل :33-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :34-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین xq"
66

شکل :35-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :36-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
67
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :37-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :38-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
68

شکل :39-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :40-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq"
69

شکل :41-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:42-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
70
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :43-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند برای تخمین Td"

شکل :44-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
71

شکل :45-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :46-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
72

شکل :47-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :48-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
73
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :49-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td"

شکل:50-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
74

شکل:51-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :52-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
75

شکل :53-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :54-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
76
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :55-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td"

شکل :56-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
77

شکل :57-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :58-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
78

شکل :59-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:60-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
79
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :61-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین Tq"

شکل :62-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
80

شکل :63-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :64-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq"
81

شکل :65-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :66-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
82
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :67-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq"

.
شکل:68-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
83

شکل:69-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :70-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین Tq"
84

شکل :71-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :72-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
85
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :73-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq"

شکل :74-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
86

شکل :75-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :76-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq"
87

شکل :77-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:78-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
88
-2-3-4 بررسی تحلیلی نتایج:
در طی این پروژه، شبیه سازیهای مربوطه در جهت تخمین کلیه پارامترهای مذکور انجام شده و بـر اسـاس اغتشاش بکار گرفته شده در تهیه دادههای بهرهبرداری تقسیم بندی و مقایسه شـده اسـت. بررسـی تحلیلـی نتایج در قالب شاخصبندیهای زیر ارائه شده است:
.1 بررسی مقایسهای رفتار شبکه عصبی تخمینگر در دوره آموزش:
.A تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه توزیع فراوانی خطا:
این بررسی بر پایه توزیع فراوانی خطای شبکه عصبی تخمینگر در مرحلـه آمـوزش، شـکل گرفتـه است. در مسیر تخمین هر یک از پارامترها نتایج سهگانه بدست آمده به ترتیب بر اساس برازندگی از دیدگاه حداقل خطا مرتب شده است. این نتایج برپایه اغتشاش متناظر با آنها نام گذاری و در جـدول
2-4 جای گرفتهاند.
.B تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه حداکثر دامنه خطا:
نتایج سهگانه بدست آمده در تخمین هریک از پارامترها بر اساس شـاخص حـداکثر خطـا ارزیـابی و اولویت بندی شدهاند. نتایج این تحلیل به ترتیب بیان شده در گام قبل نامگذاری و در قالـب جـدول
3-4 در اختیار قرار گرفته است.
.2 بررسی مقایسهای رفتار شبکه عصبی تخمینگر در دوره تست:
.A تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه توزیع فراوانی خطا:
این بررسی بر پایه توزیع فراوانی خطای شبکه عصبی تخمینگر در مرحله تست، شکل گرفته است.
در مسیر تخمین هر یک از پارامترها، نتایج سهگانه بدست آمده بر اساس برازندگی از دیدگاه حداقل خطا ترتیب یافته است. این نتایج برپایه اغتشاش متناظر با آنها نام گـذاری و در جـدول 2-4 جـای گرفتهاند. به علّت اهمیت خاص نتایج حاصل در این بخش، علاوه بر تحلیلهای فوق شاخص خطای متناظر با فراوانی غالب و درصد فراوانی مربوطه در بهترین حالت نیز ارزیابی و در جدول 2-4 ارائـه شده است.
.B تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه حداکثر دامنه خطا:
89
نتایج سهگانه بدست آمده در تخمین هریک از پارامترها بر اساس شاخص حداکثر خطا ارزیابی و بـر اساس برازندگی مرتب شده است. نتایج این تحلیل به همان صورت نامگذاری و در جدول 3-4 ارائه شده است.
درباب عملکرد شبکه عصبی در تخمین :Xd
با مقایسه نتایج بدست آمده با استفاده اغتشاشات مختلف هیستوگرام خطای شبکه در مرحله آموزش بهتـرین توزیع فراوانی را در وقوع قبال اتصال کوتاه در ترمینال ژنراتور نشان میدهـد نتـایج حاصـله بـر پایـه تغییـر ناگهانی تحریک و تغییر توان ورودی در مراتب بعدی قرار میگیرند.
از نظر دامنه خطا نیز در این مرحله بهترین نتایج به ترتیب در قبال نتایج حاصله از وقوع اتصال کوتاه, تغییـر توان ورودی و تغییر ناگهانی تحریک شکل گرفته اند.
در مرحله تست بهترین توزیع فراوانی در مرحله اول مربوط به نتـایج حاصـل از تغییـر ناگهـانی تحریـک، در مرحله دوم مربوط به نتایج حاصله بر پایه وقوع اتصال کوتاه و نهایتًا از تغییر توان ورودی بدست میآید.

projct-fi

مقدمه 2
فصل اول : کلیات 5
( 1 - 1 هدف 6
( 2 - 1 پیشینه تحقیق 7
( 3 - 1 روش کار و تحقیق 11
فصل دوم : رابطه تلفات و افت ولتاژ در تجهیزات با ولتاژکاری و ارائه تابع هزینه 13
.1-2 مقدمه 14
.2-2 تعاریف و ضرایب کاربردی 15
.3-2 اجزاء تلفات و رابطه آنها با سطح ولتاژ 16
.4-2 اجزاء موثر درافت ولتاژ و رابطه آنها با ولتاژ کاری 26
2ـ.5 ارائه توابع هزینه با در نظر گرفتن ضوابط اقتصادی 30
2ـ.6 نتیجه گیری 33
فصل سوم : شبکه های توزیع برق با ولتاژمیانی 34
.1-3 مقدمه 35
.2-3 شبکه نوع اول 36
.1-2-3 بررسی تلفات شبکه نوع اول 37
.2-2-3 بررسی افت ولتاژ شبکه نوع اول 43
.3-3 شبکه نوع دوم 48
.1-3-3 بررسی تلفات شبکه نوع دوم 49
.2-3-3 بررسی افت ولتاژ شبکه نوع دوم 52
.4-3 شبکه نوع سوم 56
.1-4-3 بررسی افت ولتاژ شبکه نوع سوم 58
.2-4-3 بررسی تلفات شبکه نوع سوم 59
.5-3 شبکه نوع چهارم 62
.1-5-3 بررسی افت ولتاژ شبکه نوع چهارم 63
.2-5-3 بررسی تلفات شبکه نوع چهارم 66
.6-3 مقایسه شبکه نوع دوم و سوم 68
.7-3 نتیجه گیری 69
فصل چهارم : تجهیزات سیستم توزیع با ولتاژمیانی 71
.1-4 مقدمه 72
.2-4 تجهیزات سیستم توزیع مرسوم 73
۵
فهرست مطالب عنوان مطالب شماره صفحه
.3-4 تجهیزات سیستم توزیع با ولتاژ میانی 78
.4-4 جداول هزینه سیستم توزیع با ولتاژ میانی و فشار ضعیف 86
.5-4 نتیجه گیری 88
فصل پنجم : انتخاب سطح ولتاژمیانی بهینه 89
5ـ.1 مقدمه 90
5ـ.2 تعریف سطح ولتاژ میانی و بررسی استانداردهای مختلف 91
5ـ.3 بررسی هزینه تجهیزات متأثراز سطح ولتاژ و ارائه جداول و توابع 93
5ـ.4 بررسی تلفات تجهیزات خط متأثر از سطح ولتاژ میانی 100
5ـ.5 انتخاب سطح ولتاژ میانی مناسب برای شبکههای نوع اول ، دوم ، سوم 102
5ـ.6 انتخاب سطح ولتاژ میانی برای شبکه نوع چهارم 106
.7-5 نتیجه گیری 109
فصل ششم : حریم خطوط هوایی شبکه های توزیع با ولتاژ میانی 110
6ـ.1 مقدمه 111
6ـ.2 طبقه بندی سطوح ولتاژ میانی جهت تعیین حریم 112
6ـ.3 تعاریف 112
6ـ.4 حریم خط هوایی از ریل راهآهن 114
6ـ. 5 حریم راهها 114
6ـ.6 حریم خطوط مخابرات و تلفن 115
6ـ.7 حریم خطوط نفت و گاز 116
6ـ. 8 حریم دو خط انتقال با ولتاژ مختلف 116
6ـ.9 فاصله آزاد سیمها از ساختمان و ابنیه 117
.10-6 فواصل مجاز هادیها از یکدیگر 118
.11-6 نتیجه گیری 119
فصل هفتم : انتخاب شبکه نمونه واقعی و پیاده سازی شبکه ولتاژ میانی 120
.1-7 مقدمه 121
.2-7 پیادهسازی شبکه ولتاژ میانی نوع اول روی شبکه نمونه واقعی 122
7ـ.3 شبکه نمونه واقعی برای شبکه ولتاژ میانی نوع دوم 130
7ـ.4 شبکه نمونه واقعی برای شبکه ولتاژ میانی نوع چهارم 133
7ـ. 5 بررسی افت ولتاژروی شبکه های نمونه 136
۶
فهرست مطالب عنوان مطالب شماره صفحه
فصل هشتم : نتیجهگیری و پیشنهادات 139
نتیجهگیری 140
پیشنهادات 142
منابع ومĤخذ 143
فهرست منابع فارسی 144
فهرست منابع لاتین 145
سایتهای اطلاع رسانی 146
چکیده انگلیسی 147
٧
فهرست جدول ها عنوان شماره صفحه
: 1-1 ولتاژهای میانی و فرکانس تغذیه در تعدادی از کشورها 7
: 1-4 لیست تجهیزات سیستم توزیع مرسوم 86
: 2-4 لیست تجهیزات سیستم توزیع با ولتاژمیانی نوع اول 87
: 3-4 لیست تجهیزات شبکه نوع چهارم 88
: 1-5 ولتاژهای نامی سیستم در استانداردIEEE std 141 91
: 2-5 سطوح ولتاژ در رده زیر1kVدر استانداردIEC 38 92
: 3-5 سطوح ولتاژ بین35 kV تا 1kVدر استانداردIEC 38 92
: 4-5 سطوح ولتاژ در استاندارد کانادا 92
: 5-5 تجهیزات خط ولتاژ میانی متأثر از ولتاژ خط باسیم هوایی یا کابل خودنگهدار 99
: 6-5 لیست تجهیزات مربوط به ترانس سه فاز و تکفاز مشترک بین مصرفکنندگان 100
: 7-5 لیست تجهیزات مربوط به ترانس تکفاز نصب در محل مشترکین 100
: 8-5 تلفات مربوط به المانهای متأثرازولتاژ شبکه 101
: 9-5 تلفات وافت ولتاژ درخط با سیم هوایی به طول 1 کیلومتر 103
: 10-5 تلفات وافت ولتاژ درخط با کابل خودنگهدار به طول 1 کیلومتر 104
: 11-5 تلفات وافت ولتاژ در کابل زمینی از پست تا خط به طول 70 متر 104
: 12-5 هزینه احداث خط با سیم هوایی به طول 1 کیلومتربرحسب 104
: 13-5 هزینه احداث خط با کابل خود نگهدار به طول 1 کیلومتر بر حسب 104
: 14-5 هزینه کل ناشی از تلفات و احداث خط با سیم هوایی 105
: 15-5 هزینه کل ناشی از تلفات و احداث خط با کابل خودنگهدار 105
: 16-5 فاصله بین هر هادی با بدنه تیر و اتریه 106
: 17-5 فاصله مجاز عایقی بین هادیهای خط 107
: 1-6 حریم خطوط توزیع وزارت نیرو 113
: 2-6 حریم مربوط به جاده ها وراهها 114
: 3-6 حداقل ارتفاع سیم ( فاصله مجاز قائم هادیها ) از سطح جاده 115
: 4-6 فاصله عمودی دو خط انتقال با ولتاژ مختلف 116
: 5-6 فاصله مجازبین هادیهای خط برای سطوح ولتاژمیانی 118
: 6-6 فاصله مجازهر هادی خط ازبدنه برای سطوح ولتاژمیانی 119
: 1-7 جدول تلفات توان درخط برای نقاط مختلف نصب ترانس در شبکه نوع اول 126
: 2-7 جدول مقایسه تلفات وهزینه برای مکان وظرفیت نهایی ترانسها 127
: 3-7 لیست تجهیزات محذوف از شبکه توزیع فشار ضعیف و هزینه مربوطه 128
: 4-7 لیست تجهیزات و هزینه شبکه ولتاژ میانی 127
: 5-7 هزینه احداث خط برای ولتاژ میانی6/6 kV 130
٨
فهرست جدول ها عنوان شماره صفحه
6-7 : هزینه احداث خط فشار متوسط20kV 131
7-7 : تلفات توان خط, برای نقاط مختلف نصب ترانس شبکه نوع چهارم 135
: 8-7 ارزش آتی هزینه تلفات و احداث برای هر یک از حالات ترانس گذاریC 135
: 9-7 مقایسه درصد افت ولتاژ برای شبکه ولتاژ میانی وفشارضعیف 136
: 10-7 مقایسه درصد افت ولتاژدر شبکه نوع دوم وفشار متوسط20 کیلوولت 137
: 11-7 مقایسه درصد افت ولتاژدرشبکه نوع چهارم برای نصب ترانس تکفازدرمحل مشترکین 137
: 12-7 مقایسه درصدافت ولتاژدرشبکه نوع چهارم برای انشعاب ترانس سه فاز 138
٩
فهرست شکل ها عنوان شماره صفحه
: 1-1 سیستم تکفاز تک سیمه استرالیا 8
: 2-1 سیستم تکفاز تک سیمه برزیلی 9
: 3-1 سیستم توزیع1 kV در نپال 10
: 1-2 انشعاب ترانس سه فاز از خط 23
: 2-2 انشعاب ترانس تکفاز از خط 24
: 3-2 فیدر شعاعی ساده 29
: 1-3 دیاگرام تک خطی شبکه نوع اول 36
: 2-3 دیاگرام تک خطی شبکه نوع اول جهت محاسبه تلفات کل شبکه 37
: 3-3 دیاگرام تک خطی جهت مقایسه تلفات خط فشار میانی وفشارضعیف 38
: 4-3 دیاگرام تک خطی جهت محاسبه افت ولتاژ 44
: 5-3 دیاگرام تک خطی جهت مقایسه افت ولتاژ شبکه ولتاژمیانی و فشارمتوسط 46
: 6-3 دیاگرام تک خطی شبکه نوع دوم 48
: 7-3 دیاگرام تک خطی جهت بررسی تلفات شبکه نوع دوم 49
: 8-3 دیاگرام تک خطی شبکه نوع دوم جهت بررسی افت ولتاژ 52
: 9-3 دیاگرام تک خطی جهت مقایسه شبکه ولتاژمیانی وفشارضعیف 55
: 10-3 شبکه ولتاژ میانی نوع سوم 56
: 11-3 امپدانس از دید اولیه ترانس 58
: 12-3 دیاگرام تک خطی شبکه نوع چهارم 63
: 1-6 فاصله آزاد سیمها از ساختمان و ابنیه 117
: 1-7 شبکه توزیع فشار ضعیف شهرک کشت وصنعت مغان 123
: 2-7 محل اولیه نصب ترانسها در شبکه نمونه برای شبکه نوع اول 125
: 3-7 فیدر خروجی پست20 کیلوولت طاووسیه غرب تهران 132
: 4-7 شبکه نمونه برای شبکه نوع چهارم 133
١٠
چکیده :
در سیستم توزیع ایران ازدو سطح ولتاژ400V و 20kV جهت توزیع انرژی بـرق بـین مـشترکین اسـتفاده می شود. استفاده ازاین دوسطح ولتاژ به تنهایی, باعث گسترش بیشترشبکه 20kV شده وهزینـه احـداث زیادی را تحمیل می کند. از طرفی گسترش شبکه 400V نیزباعث تلفات وافت ولتاژ بیـشتر در سیـستم توزیع معمول می شود.
دراین پروژه سطوح ولتاژاستاندارد مورد تأیید وزارت نیرو بین دوسطح ولتاژ مذکور انتخـاب و سـطوح ولتاژ استاندارد انتخابی به دو رده فشار ضعیف وفشار میانی تقسیم شده اند. با توجـه بـه دو رده ولتـاژی,
برای هرکدام شبکه توزیع متناسب با سطح ولتاژ آن ارائه شده اسـت. کـه شـبکه هـای نـوع اول , دوم و سوم برای رده فشارمیانی وشبکه نوع چهارم برای رده فشار ضعیف درنظرگرفته شده است. که هرکـدام از نظرتلفات وافت ولتاژ با سیستم توزیع معمول مقایسه شـده وروابـط لازم جهـت طراحـی بهینـه شـبکه ولتاژ میانی ارائه شده است. ازبین سطوح ولتاژ استاندارد انتخابی برای هر رده وبرای هرنوع شـبکه ارائـه شده , سطح ولتاژمیانی بهینه ازنظر کمترین مجمـوع ارزش آتـی هزینـه تلفـات واحـداث انتخـاب شـده است. استفاده از سطح ولتاژمیـانی درشـبکه توزیـع فعلـی باعـث کـاهش طـول شـبکه 20kV ونیزتعـداد پستهای زمینی فشارمتوسط خواهد شد. ازطرفی هزینه ناشی ازتلفات نیز بدلیل کاهش طول شـبکه فـشار ضعیف , کاهش می یابد. باتوجه به بررسیهای انجام شده سطح ولتاژ 6/6 kV به عنوان سطح ولتاژ بهینـه برای شبکه های نوع اول , دوم وسوم و سطح ولتاژ 1 kV برای شبکه نوع چهارم انتخاب شده انـد. پـس ازانتخاب این دوسطح ولتاژ, انواع شبکه ولتاژمیانی روی شبکه نمونه واقعـی, پیـاده سـازی شـده ونتـایج لازم بدست آمده است.
١
مقدمه :
در سیستم توزیع معمول , پستهای فوق توزیع از طریق شبکه فشار متوسط20kV پستهای فشار متوسط واقع در سطح منطقه را تغذیه میکنند. این پستهابا تبدیل سـطح ولتـاژ فـشار متوسـط بـه فـشار ضـعیف ، انرژی بـرق را بـا سـطح ولتـاژ قابـل اسـتفاده در اختیـار مـصرفکننـدههـا قـرار مـیدهنـد. در برخـی از مناطق, اغلب در حواشی شهرها و مناطق روستایی مستقیماً از سطح ولتاژ فشار متوسط استفاده شده و در نقاط بار ترانسهای 20 / 0/4 kV تعبیه و مصرفکنندگان تغذیه میشوند.
انتخاب سطح ولتاژ برای یک خط به پارامترهای مختلفی وابسته است که از جمله آنها میتوان بـه طـول فیدر ، قدرت انتقالی ، هزینه احداث ، تلفات ، حریم و غیره اشاره نمود. در صورتی کـه از سـطح ولتـاژ بالاتری استفاده شود ظرفیت آزاد اضافی در خطوط ایجاد خواهد شد. که در اینـصورت هزینـه اضـافی برای احداث ظرفیت آزاد خط پرداخت می شود. از طرفی اگر این سطح ولتاژ نـسبت بـه طـول فیـدر و قدرت انتقالی آن پایین تر از حد استاندارد انتخاب شودتلفات و افـت ولتـاژ بیـشتر و حتـی بـیش از حـد مجاز خواهد بود. که ارزشآتی تلفات احتمالاً بیشتر از هزینه احداث اضافی خواهد بود که باید صـرف احداث خط با سطح ولتاژ بالاتر میشد.
در طراحی سیستم توزیع پس از برآورد بار و تعیین مراکز چگـالی بـار ، عمـل جایـابی پـستهای 20kV
صورت میگیرد. پس از آن از طریق کابل زمینی یا خط هوایی فشارمتوسط این پستها تغذیه می شـوند.
که پس ازتبدیل یکباره سطح ولتاژ فشار متوسط به فشارضعیف انرژی برق دراختیار مصرف کننده گان قرار میگیرد.اما سوالی که اینجا مطرح میشود این است که اگرازیک سطح ولتاژ بین400V و 20 kV
استفاده شودچه اتفاقی میافتد. به عبارتی دیگر بـه جـای اینکـه از فیـدرهای 20kV بـا طـول نـسبتاً زیـاد استفاده شود از یک سطح ولتاژمیانی بین 400V و 20kV اسـتفاده کـرده و بـدین ترتیـب هزینـه شـبکه
20kV و همچنین طول آنرا کاهش داده و این سطح ولتاژ میانی تا نزدیکتـرین نقطـه بـه بارهـای انتهـایی منتقــل شــود در ایــن صــورت منــافع احتمــالی زیــادی خواهــد داشــت. زیــرا پــستهای زمینــی حــذف خواهندشدویاحداقل تعدادآن به نصف کاهش پیدا میکند. ازطرفی طول فیدرهای20kV نیـز کوتـاهتـر خواهندشد. از سوی دیگر چون ازشبکه هوایی فشارضعیف اغلب بـرای توزیـع اسـتفاده مـیشـود وایـن شبکه باشبکه توزیع فشارمیانی بطورمشترک برروی یک تیر احـداث خواهندشـد هزینـه احـداث شـبکه ولتاژمیانی کاهش می یابد. در مناطق خارج شهر یا مناطق روستایی و ویلایی که بارها در فواصـل نـسبتاً طولانی از یکدیگر قرار دارند. در سیستم توزیع فعلی همـانطور کـه در بـالا ذکـر شـد از خطـوط فـشار متوسط 20kV برای توزیع انرژی استفاده میشود.
٢
هزینه احداث خط وپستهای 20kV زیاد وقابل توجه اسـت. مخصوصاًدرپـستهای هـوایی هزینـه تـرانس پست وابسته به سطح ولتاژ آن میباشد. درصورتیکه ازیک سطح ولتاژمیانی مناسب جهت توزیع انـرژی برق استفاده شودقطعاً هزینه احداث کاهش پیدا خواهدکردبا این فرض که خروجی پستهای فوق توزیع دارای چنین سطح ولتاژ میانی باشند. ازطرفی تلفات درخط, درصورتیکه ظرفیـت یاقـدرت توزیـع شـده بزرگ ویا فیدرطولانی باشد نسبت به شبکه فشار متوسط بیشترخواهد بود. در موارد خاص هزینه خط با سطح ولتاژ میانی علاوه بر تلفات بدلیل افزایش سطح مقطع هادی جهت داشتن ولتاژ مجاز دربارانتهـایی وهمچنین قدرت کششی قابل تحمل توسط تیرها وکنسولها هزینـه احـداث آن بیـشتراز هزینـه احـداث شبکـه فشارمتوسط می باشد. بنابراین لـزوم بررسی حالتهای مختلف ضـروریست. در سیستمهای توزیـع انرژی برق ایران مناطق توزیع انرژی را میتوان به دوقسمت تقسیم نمودکه عبارتند از :
مناطق شهری
مناطق روستایی و حومه
با توجه به دو طبقهبندی فوق ، محل و چگالی بارها , هر یک از شبکه های ولتاژ میانی باید برای هـر دو مورد متناسب با آن طراحی شود. که این کار به طور کامل و با جزئیات صورت گرفته و تلفـات و افـت ولتاژ وروابط مربوط به هر کدام جهت طراحی بهینه ارائه شدهانـد. در اسـتفاده از شـبکه ولتـاژ میـانی در مناطق شهری نکته بسیار مهم و اساسی وجود دارد که باید به آن پرداخته شود و آن نحـوه تبـدیل ولتـاژ فشار متوسط20kV به فشار میانی میباشد. در صورتیکه خروجی پستهای فوق توزیع دارای فیـدر ولتـاژ میانی باشد مشکل احداث پست زمینی و هوایی فشار متوسـط بـه فـشارمیانی بـرای فیـدرهای بـا طـول و قدرت انتقالی پایین حل خواهد شد. درصورتیکه طول فیدر طولانی و بارسنگین باشد. طوری که انتقـال آن با سطح ولتاژ میانی مقدور نباشد از سطح ولتاژ فشار متوسط استفاده می شود ودرنقـاط مختلـف نیـاز به پستهای هوایی فشار متوسط به میانی خواهد بود. در احداث پستهای هـوایی محـدودیتهـایی وجـود دارد ازجمله برای پستهای تا 400kVA میتوان به راحتی پست هوایی احداث و بهرهبـرداری نمـود.امـا برای ظرفیتهای500kVA و 630 kVA نیاز به مجوز بوده و احداث این پستها بـا مـشکل اجرایـی همـراه است.[2] این محدودیت در اجرای پـستهای هـوایی باعـث محـدود شـدن طـول فیـدرهای ولتـاژ میـانی خواهد شد. بنابراین در صورتی که ظرفیـت پـست بـالاتر از ایـن مقـدار باشـد یـا بایـد دو پـست هـوایی احداث یا اینکه پست زمینی بررسی شود. اما آنچه بدیهی به نظـر مـیرسـد احـداث پـست زمینـی فـشار متوسط به فشارمیانی و در ادامه احداث پستهای هوایی فشارمیانی به فشار ضـعیف, هزینـه بـیش از پـیش افزایش یافته و ارزش آتی هزینه اضافی را که برای احداث پستها پرداخت می شود بـیش ازارزش آتـی تلفات کاهش یافته خواهد بود. در این پروژهبا توجه به توضیحات ارائه شده در فوق آرایشهای مناسـب
٣
برای خطوط ولتاژ میانی ارائه و همچنین سطح ولتاژ میانی مناسب با در نظـر گـرفتن نـوع منطقـه اعـم از شهری یا روستائی بودن آن انتخاب و روی یک شبکه نمونه واقعی پیادهسازی خواهد شد.
مسئله مهم دیگرحریم خطوط میباشد. شبکه ولتاژ میانی زمانی اقتصادیتر خواهد بود که از خط با سیم هوایی استفاده شود. زیرا در غیر اینصورت باید از کابل خود نگهدار و یا کابل زمینـی اسـتفاده شـودکه این خود در مواردی باعث غیر اقتصادی شدن طرح خواهد شد. بنابراین بررسی حریم خطـوط یکـی از مباحث این پروژه را تشکیل میدهد.
در این پروژه ابتدا به بررسی تلفات و افت ولتاژ در تجهیزات سیستم توزیع و رابطه افـت ولتـاژ و تلفـات آنها با سطح ولتاژکاری و همچنین مقایسه تلفات ترانس سه فاز و تکفاز برای قدرتهای مساوی پرداختـه شده است. سپس در ادامه تابع هزینه و روابط مربوطه جهت محاسبه ارزش آتی هزینـه تلفـات وسـرمایه گذاری ارائه می شوند. درفصل بعد انواع آرایشهای شبکه توزیع با ولتاژ میـانی ارائـه و از نظـر تلفـات و افت ولتاژ مورد بررسی قرار میگیرند. در فصل چهارم تجهیزات مربوط به شبکه ولتاژ میانی بحث شـده و درفصل پنجم انواع استانداردهای بینالمللی در مورد سطوح ولتاژ بررسی و با توجه به انوع آرایشهای خط, سطح ولتاژ میانی مناسب انتخاب شده است. در فصل ششم حریم خطوط برای شـبکه ولتـاژ میـانی تعریف و فواصل هادیها برای خطوط ولتاژمیانی ازیکدیگروتأسیـسات اطـراف آن بررسـی شـده اسـت.
در فصل هفتم شبکه نمونه با توجه به نوع شبکه ولتاژ میانی انتخاب و روی آن پیاده سازی شده و نتـایج بدست آمده بررسی و پیشنهادات لازم ارائه شده است.
۴

فصل اول
کلیات
۵
.1-1 هدف :
همانطوریکه در مقدمه ذکر شد درایـن پـروژه یـک سـطح ولتـاژ میـانی بهینـه انتخـاب و از نظـر فنـی و اقتصادی تأثیر این سطح ولتاژ در سیستم توزیع ارزیابی می شود. بررسی فنی شامل :
تلفات
افت ولتاژ
بررسی اقتصادی شـامل بدسـت آوردن ارزش آتـی تلفـات کـاهش یافتـه احتمـالی و همچنـین هزینـه احداث اضافی برای پیادهسازی شبکه ولتاژ میانی و در نهایت بدست آوردن هزینه فایده میباشد. قبل از انجام پروژه قطعاً نمیتوان اظهار نظرکردکه افت ولتاژ و تلفات کاهش مییابند یا خیر و یا اینکـه هزینـه احداث افزایش خواهد یافت و یا بالعکس. زیرا با اعمال شبکه ولتاژ میانی پستهای زمینـی20kV حـذف خواهند شد. همچنین طول خط فشار متوسط نیز کاهش خواهد یافت. از طرفی یک هزینه اضافی جهت احداث خطوط فشار میانی صرف خواهدشد. بنابراین اظهار نظر در مورد کاهش یا افزایش هزینه قبل از انجام پروژه خالی از اشکال نمیباشد.
در مورد کاهش یا افزایش تلفات و افت ولتاژ در خط نیز همین وضعیت حاکم است. تـرانس بـه عنـوان وسیلهای که تقریباً تلفات قابل توجهی را در سیستم توزیع داشته و افزایش تعداد این دستگاه در سیـستم توزیع نشانه افزایش تلفات می باشد. بنابراین انتخاب محل , ظرفیت و تعـداد تـرانس چـه از نظـر هزینـه وتلفات تعیین کننده خواهد بود. همچنین ترانس بدلیل امپدانس سیمپیچی اولیه و ثانویه آن اگر ظرفیـت و محل آن بطور صحیح انتخاب نشودباعث افت ولتاژ بیش ازحد مجازدرثانویه آن خواهد شد چه برسد به اینکه سطح ولتاژ از طریق خط فشارضعیف و کابل سرویس بدست مشترکین برسد. بنابراین بـا توجـه به مطالب فوق هدف ازانجام این پروژه درگام اول انتخاب مناسبترین و بهینهترین سطح ولتاژ میانی بـا توجه به سیستم توزیع ایران و در گام بعدی بررسی تـأثیر اسـتفاده از ایـن سـطح ولتـاژ میـانی درتلفـات، افت ولتاژ و همچنین ارزش آتی هزینه کاهش یا افزایش یافته تلفات واحداث خط فشار میانی می باشد.
۶
.2-1 پیشینه تحقیق :
سطح ولتاژمیانی درشبکه توزیع برق درکشورهای مختلف ازسالها قبل مورد استفاده قـرار گرفتـه اسـت.
جدول( 1 ـ ( 1 بطور خلاصه سطوح ولتاژ زیر22 kV جهت تغذیه بارها و همچنین فرکانس نامی شـبکه رادرکشورهای مختلف نشان می دهد.[15] در کشور ما نیز این تحقیقات بطـور محـدود و در برخـی از برق منطقهایها انجام شده و مقالاتی نیز در این زمینه ارائه شده است. در ادامه این بخش بـه تعـدادی از تجربیات و تحقیقات کشورها در جهت تغییر سطح ولتاژ موجـود و اسـتفاده از یـک سـطح ولتـاژ میـانی دیگر و همچنین تجربیاتی در جهت تغییر ساختار سیستم توزیع و آرایش جدید شبکه پرداخته میشود.
جدول ( 1 ـ : ( 1 ولتاژهای میانی و فرکانس تغذیه در تعدادی از کشورها
ولتاژتغذیه ( ( kV فرکانس ( ( HZ کشور
13/2 و 6/88 50 آرژانتین
11 و 6/6 و 19/1 50 استرالیا
12/5 و 7/2 و 0/6 60 کانادا
11/2 و 13/8 50 و60 برزیل
10 و 6 و 0/66 50 آلمان
6/6 50 و60 ژاپن
3 و 1 و 11 50 نپال
.1-2-1 تغییر سطح ولتاژ از 10 kV به 17/3 kV در ایرلند[16]
پروژه فوق در جهت تغییر سطح ولتاژ10kV شبکه روستایی به 17/3 kV انجام شده که ظرفیـت سیـستم را بدون هیچگونه تغییری در شبکه 1/73 برابر افزایش میدهد. مناطق روسـتایی در جمهـوری ایرلنـد بـا مساحت70000 کیلومترمربع توسط66000 کیلومترخطـوط هـوایی 10kV تغذیـه مـیشـوند. ایـن شـبکه بصورت سه فاز سه سیمه بوده وتغذیه تکفاز آن دو سیمه (فاز به فـاز) مـیباشـد. سیـستم فـوق از لحـاظ اقتصادی جهت تغذیه مناطق روستایی پراکنده و با بار کم طراحی شده و به مدت 30 سال بدون اشـکال کارکرده است. با افزایش بار مصرفی و تغذیه مصارف بین ( 500 kVA تا ( 1000kVA شـبکه فـوق بـا مشکلاتی چون افت ولتاژ و افزایش تلفـات مواجـه گردیـد. از جملـه راهحلهـایی کـه بـرای ایـن شـبکه پیشنهادگردید تغییر سطح ولتاژ از10kV به17/3 kV بود. بدین ترتیب با افزودن زمین به سیستم سـه فـاز
(چهار سیمه) و با توجه به طراحی شبکه موجود ، تغییری در سطح عایقی ایجاد نخواهدشـد. در سیـستم تکفاز نیز آرایش فاز به فاز بصورت فاز زمین تغییر کـرده تـا هیچگونـه تغییـری در شـبکه تکفـاز ایجـاد
٧
نشود. پس از پیادهسازی این روش, از لحاظ اقتصادی طرح فوق با توجه به افزایش ظرفیت ایجـاد شـده
(1/73) برابر, دارای هزینهای معادل نصف هزینه احداث یک خط10 kVجدید میباشد.
.2-2-1 استفاده از سیستم تکفاز تک سیمه در آفریقای جنوبی[18]
به دلایل زیر برقرسانی با روش تکفاز( تک سیمه )با استفاده ازولتاژمیانی به مناطق با بـارکم و روسـتایی درآفریقای جنوبی مورد توجه و بررسی بوده است :
ضریب استفاده از شبکههای روستایی بین 10% تا 30% میباشد.
مشتریان قادر به بازپرداخت هزینههای توسعه و سرمایهگذاری نیستند.
بدین لحاظ بررسیهای مختلفی درجهت کاهش هزینهها و اسـتفاده مناسـبتـر از شـبکه صـورت گرفتـه است. که ازآن جمله استفاده از سیستم تکفاز و تک سیمه با استفاده ازولتاژمیانی میباشد. ایـن روش بـا توجه به تجربیات کشورهای مختلف ازجمله استرالیا و برزیل دراین زمینه به دو شکل انجام میشود.
الف) سیستم استرالیایی :
در این روش توسط ترانس، شبکه تکفاز تک سیمه از شبکه فشارمتوسط مجزا میگردد. شکل 1) ـ ( 1
نمایـی از سیستم فوق را نشان میدهد.

ترانس مجزاکننده
22kV

220V
ترانس توزیع
شکل ( 1 ـ : ( 1 سیستم تکفازوتک سیمه استرالیایی
از مزایای این سیستم عدم تأثیرشبکه تکفاز روی حفاظت اتصال کوتاه شبکه فشارمتوسط مـیباشـد و از معایب این سیستم میتوان به هزینه ترانس مجزا کننده اشاره نمود.
ب) سیستم برزیلی :
دراین روش که درشکل ( 1 ـ ( 2 نشان داده شـده اسـت ، شـبکه تکفازمـستقیماً بـه شـبکه فـشارمتوسط متصل میشود.
٨

12/7kV

220V
ترانس توزیع
شکل ( 1 ـ : ( 2 سیستم تکفازوتک سیمه برزیلی
عمده مزیت این روش اتصال کم هزینه آن به شبکه سنتی میباشد و عیب عمده آن تأثیر روی حفاظـت اتصال کوتاه زمین و انتقال جریان نامتعادلی بارها به شبکه اصلی میباشد. در منـاطقی کـه از تـراکم بـار بالاتری برخوردار هستند به دلیل اینکه امکـان متعـادلسـازی بـار وجـود دارد از روش برزیلـی اسـتفاده مــیشــود. پــروژههــای ابتــدایی در ســطح ولتــاژ 1kV تکفــاز بــا ( بــار ( 16 kVA و 1/73 kV ســه فــاز با (بار ( 25 kVA با سیستم تک فاز تک سیمه به مرحله اجرا گذاشـته شـد. مطالعـات انجـام شـده نـشان میدهد که استفاده ازاین سیستم در فیدرهای با طول بسیارکم با صرفه اقتصادی همـراه اسـت و سیـستم تکفاز تک سیمه با روش استرالیایی نیز در مسافتهای بیش از 8/5 کیلومتر مناسب است.
.3-2-1 سیستم توزیع ولتاژمیانی در نپال[19]
سیستم توزیع درنپال باسطح ولتاژ میانی1 kV و هادیها ACSR وافت ولتـاژ % 5 طراحـی شـده اسـت.
شکل ( 1 ـ ( 3 نمایی از سیستم توزیع 1kV در نپال را نـشان مـیدهـد. در ایـن سیـستم در بخـشهایی از کابل هوایی ( خودنگهدار ) علیرغم اینکه گران تـر ازهادیهـای هـوایی اسـت اسـتفاده شـده اسـت. از جمله دلایل اینکار میتوان به موارد زیر اشاره نمود :
فاصله عایقی کمتر
دکلهای کوچکتر ( یا حتی استفاده از درختان به جای دکل )
عدم نیاز به مقره
بالا رفتن ایمنی
طراحی و ساخت لوازم جانبی سیستم فوق توسط صنایع محلی
چشم انداز بهتر از دیدگاه توریستی
کاهش دزدی برق از سیستم توزیع
٩

33kV
33 / 1kV
1kV / 220V
1kV / 400V
شکل ( 1 ـ : ( 3 سیستم توزیع 1kV در نپال
با توجه به اینکه در مناطق روستایی میزان بار بسیار کم در حدود 100W برای هر مشترک , بدلیل اینکه عمده مصرف برق جهت روشنایی استفاده میشـود. اسـتفاده از ولتـاژ فـشار ضـعیف حـداکثر تـا شـعاع
2کیلومتر را میتواند تغذیه نماید و لیکن استفاده از سطح ولتاژ میانی 1kV این امکان را میدهد که این محدوده تا شعاع 5کیلومتر افزایش یابد.
مزایای استفاده از این سیستم که قبلاً در نروژ پیاده شده است عبارتست از :
افت ولتاژ پایینتر
استفاده از سیستم سه سیمه به جای چهار سیمه
خریداری اقتصادی ترانسهای ولتاژ بالاتر از لحاظ انـدازه و سـاخت داخلـی تـرانسهـای ولتـاژ میـانی
( این ترانسها با قدرت1kVA ، 2kVA و5 kVA برای تکفاز و10kVA و25kVA برای سه فاز بصورت خشک ساخته میشوند )
کاهش خطرات اتصال کوتاه با کاهش سطح ولتاژ
کاهش دزدی برق از سیستم توزیع
١٠


.3-1 روش کار و تحقیق :
در این پروژه که هدف انتخاب سطح ولتاژمیانی بهینه برای شبکه توزیع ایران وپیاده سازی آن می باشد.
روشی که دراین پروژه برای انجام آن انتخاب شده روش علمی مبتنی بـر واقعیتهـای عملـی موجـود در شبکه توزیع ایران است. به عبارتی ضمن انجام محاسبات علمی شرایط عملـی واجرایـی نیزدرنظرگرفتـه می شود. زیرا زمانی طـرح علمـی قابـل اجـرا مـی باشـد کـه محـدودیتها و شـرایط عملـی واجرایـی در نظرگرفته شود. با توجه به اهداف پروژه مبنی برانتخاب سطح ولتاژ میانی بهینه و همچنین بررسی فنـی و اقتصادی استفاده از ولتاژمیانی , پروژه در چهار مرحله جهت انجام قالب بندی شده است.
در مرحله اول المانها وتجهیزات مختلف سیستم توزیع که در افت ولتاژوتلفـات موثرانـد مـورد بررسـی قرارمی گیرند. اهمیت این مرحله بخاطر استفاده از نتایج حاصـله ازآن بـرای انتخـاب سـطح ولتاژمیـانی بهینه درمرحله سوم وبررسی تلفات وافت ولتاژدر مرحله دوم است. درایـن مرحلـه المانهـایی کـه نقـش اصلی در تلفات و افت ولتاژدرسیستم توزیع دارند مورد بررسی قرار می گیرند که ازآن جمله می تـوان به ترانس اشاره نمود. تلفات خود ترانس واینکه ازترانس سه فـاز ویـا تکفـاز بـا قـدرت معـادل بـاآن در پست استفاده شود و رابطه افت ولتاژ ترانس با سطح ولتاژکاری آن بررسی می شود. درادامه این مرحلـه ارزش آتــی تلفــات وهزینــه احــداث مــورد بررســی قــرار گرفتــه وروابــط مربوطــه ارائــه شــده انــد. ایــن بخش, نقش تعیین کننده ای را درانتخاب سطح ولتاژمیانی وهمچنـین مقایـسه سیـستم توزیـع معمـول بـا سیستم توزیع با استفاده از ولتاژمیانی دارد. دراین مرحله تابع هزینه ای معرفی شده که ازدو مولفه هزینـه تلفات و هزینه احداث تشکیل شده است.
( 1 – 1 )ارزش آتی هزینه تلفات + ارزش آتی هزینه سرمایه گذاری F =
مجموع این دو مولفه در مقایسه دو سیـستم توزیـع مـذکور و انتخـاب سـطح ولتـاژ میـانی تعیـین کننـده خواهد بود. وکمترین مقدار برای تابع فوق , بهینه ترین حالت می باشد. تفاضل تابع هزینه بـرای سیـستم توزیع با ولتاژ میانی و سیستم توزیع مرسوم مقدار هزینه فایده را خواهدداد.
در مرحله دوم بادرنظرگرفتن شرایط فیزیکی مناطق مختلف درایران شبکه های ولتاژمیانی متناسب با آن ارائه می شوند. درادامه, بررسی تلفات و افت ولتاژ برای این شبکه ها انجام شده وبا شبکه توزیع معمول مقایسه و روابط لازم جهت طراحی بهینه شبکه ولتاژ میانی ارائه می شوند.
در مرحله سوم با توجه به نوع شبکه ارائه شده درمرحله دوم, تجهیزات سیستم توزیع با ولتاژمیانی تعیـین می شود. سپس سطح ولتاژمیانی درگام اول از بین سطوح ولتاژ استاندارد ودرگام دوم بـا در نظرگـرفتن چند ظرفیت انتقالی با توجه به شبکه توزیع ایران وطول فیدر1کیلومتری وبااسـتفاده از تـابع هزینـه ارائـه شده درمرحله دوم ونتایج بدست آمده ازمرحله اول انتخاب می شود. در این مرحله با توجـه بـه طـول و
١١
قدرتهای مختلف که بطور مفصل علت انتخاب آنها بحث خواهد شد و با استفاده از تابع هزینـه , سـطح ولتاژی که کمترین هزینه را از نظر مجموع ارزش آتی تلفات وسرمایه گذاری دارد انتخاب می شود.
در مرحله چهارم با توجه به انواع شبکه های ولتاژمیانی ارائـه شـده درمرحلـه دوم , شـبکه نمونـه واقعـی متناسب با آن انتخاب و شبکه ولتاژمیـانی روی آن پیـاده سـازی مـی شـود. درنهایـت شـبکه ولتاژمیـانی طراحی شده با شبکه توزیع مرسوم مقایسه و نتایج حاصله ارائه خواهد شد.
١٢

فصل دوم
رابطه تلفات وافت ولتاژدرتجهیزات سیستم
توزیع باولتاژکاری و ارائه تابع هزینه
١٣
.1-2 مقدمه :
در این فصل ابتدا ضرایب و تعاریف مهم ارائه سپس به بررسی اجزاء مهم تلفات ازقبیل ترانس ، خطوط و ... پرداخته می شود. هدف اصلی از این فصل بررسی تلفات اجزائی که نقش مهمی در تلفـات شـبکه توزیع دارند و اینکه تلفات در آنها تابعی از سطح ولتاژ خط می باشد. چون در فصول آینده نیاز بـه ایـن است که تلفات چه تجهیزاتی با سطح ولتاژ آن رابطه دارد. به همین دلیل نیاز به بررسی آن در این فصل ضروری به نظر می رسد. همچنین با توجه به نیاز برای مقایـسه تلفـات در تـرانس سـه فـاز و تکفـاز ایـن مقایسه انجام می شود. در بخشهای بعدی این فصل افت ولتاژ در ترانس ، خط و اجزائی که افـت ولتـاژ درآنها با سطح ولتاژ کاری متناسـب اسـت بررسـی مـی شـود. ایـن بـه خـاطر وجـود تجهیـزات اضـافی درسیستم توزیع با ولتاژمیانی است. که مهمترین آنها ترانس می باشدکه نقش عمده ای را درافـت ولتـاژ شبکه دارد. درانتهای فصل تابع هزینه با توجه به تلفات و هزینه سرمایه گذاری ارائه شده است. این تـابع جهت انتخاب سطح ولتاژمیانی و همچنین مقایسه شبکه توزیع مرسوم با شـبکه ولتاژمیـانی و نیـز بدسـت آوردن هزینه فایده بکارمی رود.
١۴
.2-2 تعاریف و ضرایب کاربردی :
تعریف تلفات :
آن بخش از انرژی الکتریکی که به کار مفید تبدیل نشود، تلفات نام دارد.
تلفات انرژی :
مقدار متوسط تلفات توان در دوره مورد مطالعه می باشد. که از رابطه زیر به دست می آید :
 T  PLossmax  FLS( 1 - 2) تلفات انرژی
که :
: PLossmax تلفات توان ماکزیمم ( ( kW
: FLs ضریب تلفات
: T دوره زمانی ( ساعت )
ضریب بار :
ضریب بار شاخص دیگری است که بـرای بررسـی مـصارف مـی توانـد مـورد اسـتفاده قـرار گیـرد. در حقیقت این ضریب تابعی است از انرژی و توان انتقالی ،که مقدار آن درهر مصرف کننده ازرابطـه زیـر به دست می آید: [7]
( 2 - 2 ) انرژی در دوره T  ضریب بار (پیک بار) T  رابطه ( 2 - 2) را می توان بصورت رابطه زیر نوشت : ( 3 - 2 ) Pav  ضریب بار P max ضریب تلفات :
شاخص دیگری که در مطالعات بار مورد اسـتفاده قـرار مـی گیـرد ، ضـریب تلفـات مـی باشـد. کـه در حقیقت از نسبت تلفات انرژی دردوره مورد مطالعه به حداکثر تلفات توان ( یا تلفات در بار ماکزیمم )
به دست می آید .[7] این تعریف را می توان بـه صـورت نـسبت تلفـات تـوان متوسـط بـه تلفـات تـوان ماکزیمم بصورت زیر نشان داد :
( 4 - 2 ) av ( P Loss ضریب تلفات max P Loss رابطه ضریب بار و ضریب تلفات :
در حالت کلی همواره برای ضریب تلفات و توان رابطه زیرصدق می کند.[7]
F 2Ld  FLs  FLd( 5 - 2 )
١۵
که :
: FLd ضریب بار
: FLs ضریب تلفات
بر اساس برخی مطالعات تجربی رابطه زیر برای این دو ضریب ارائه شده است .[7]
FLs 0 .3 FLd 0.7F 2Ld( 6 - 2 )
.3-2 اجزاء تلفات و رابطه آنها با سطح ولتاژ :
در این بخش تلفات تجهیزاتی از سیستم توزیع بررسی می شود که نقش عمـده ای را در تلفـات دارنـد.
همچنین رابطه تلفات این تجهیزات با افت ولتاژ مورد بررسی قرار می گیرد.
.1-3-2 تلفات ترانس
تلفات درترانس توزیع شامل دو مؤلفه است :
الف) تلفات مسی :
تلفات مسی یا تلفات ژول که در سیم پیچیهای ترانسفورماتورها ایجاد میگردد ، یکـی از عوامـل اصـلی تلفات در ترانسفورماتورها می باشد. و عملاً درصد عمده ای را به خود اختصاص می دهد. بـا توجـه بـه اینکه این بخش ازتلفات مستقیماً به جریان عبوری از ترانس بستگی دارد. در بی باری مقـدار آن تقریبـاً معادل صفر و در حالتیکه توان عبوری ازآن برابر توان اسمی باشـد مقـدار تلفـات بـارداری نیـز بـه حـد اسمی خود می رسد. در حالت کلی تلفات بارداری در بار دلخـواه S را مـی تـوان بـه صـورت تـابعی از مقادیر اسمی و مطابق رابطه زیر نشان داد.[5]
LL  LL n ( SS ) 2( 7 – 2 )

n
که :
: Sn قدرت اسمی ترانس ( ( kVA
: LL تلفات بارداری ترانس در بار دلخواه ( ( kW
S: بار انتقالی از ترانس ( ( kVA
: LLn تلفات بارداری ترانس در بار نامی ( ( kW
ب) تلفات بی باری :
تلفات بی باری ترانس ناشی از دو مولفه می باشدکه عبارتند از :
جریان مربوط به تلفات هسته
جریان مغناطیس کننده
برآیند این دو جریان, تلفاتی را در ترانس ایجاد می کند که به تلفات بی باری موسوم است. لازم به
١۶
ذکر است که جریان مغناطیس کننده فقط باعث تلفات مسی می شودکه از آن صرفنظر می شود.
تلفات توان درآهن از رابطه زیر به دست می آید: [1]
PFe  K e B 2m f 2  K h Bm 2 fW Kg( 8 - 2 )
که :
: Bm چگالی شار هسته ترانس ( Wb ) m 2 f : فرکانس شبکه ( ( Hz : K e ضریب تلفات فوکو : K h ضریب تلفات هیسترزیس عبارت اول سمت راست رابطه ( ( 8 - 2 مربوط به تلفـات فوکـو و عبـارت دوم آن مربـوط بـه تلفـات هیسترزیس است. این تلفات برای هرترانس چه در طول بی باری و بارداری تـرانس مقـدارثابتی بـوده و در هنگام محاسبه با ضریب تلفات FLS = 1 لحاظ خواهند شد.
ج) مجموع تلفات انرژی در ترانس :
کل تلفات انرژی در ترانس ها در اثر دو عامل تلفات بارداری و بی باری به وجود می آید ، کـه مقـدار آنرا درحالت کلی به صورت زیر می توان نشان داد :
( 9 - 2 ) W Loss  T [ PNL  PFL . K 2 . F Ls ] 2 ) ( 10 - S K  Sn که : : FLs ضریب تلفات
: PFL تلفات مسی ترانس در بار نامی ( ( kW
T: تعداد ساعات مؤثر سالیانه که ترانس تحت اعمال ولتاژ است ( ساعت )
: PNL تلفات بی باری ترانس ( ( kW
: K نسبت بار کشیده شده از ترانس به ظرفیت نامی آن
.2-3-2 رابطه تلفات ترانس با سطح ولتاژ کاری
دراین بخش رابطه تلفات ترانس برای قدرت ثابت با سطح ولتاژ آن بررسی مـی شـود. نتیجـه ای کـه از این بخش حاصل می شود. درانتخاب سطح ولتاژ میانی مورد استفاده قرارمی گیرد.
.1-2-3-2 رابطه تلفات مسی ترانس با سطح ولتاژ
تعداد دورسیم پیچی های اولیه و یـا ثانویـه تـرانس از رابطـه زیرکـه نـسبت ولتاژفـاز بـه ولتـاژ روی هـر حلقه است محاسبه می شود.[1]
( 11 - 2 ) VS TS  Et ١٧
که :
: VS ولتاژ فاز ( ( kV
: Et ولت بر دور هر فاز ( ( kV
: TS تعداد دور فاز
ولت دور یا Et از رابطه ( ( 12 - 2 به دست می آید.[1]
Q( 12 - 2 ) Et  K

که :
: Q قدرت ظاهری ترانس( ( kVA
: K ضریب ثابت
بــا جایگــذاری رابطــه ( ( 12 – 2 در رابطــه ( ( 11 - 2 و همچنــین جــایگزینی ولتــاژ VS فــاز بــا ولتــاژ خط Vm رابطه زیر بدست می آید :
( 13 - 2 ) Vm TS  K 3 Q جریان هر فاز ترانس با رابطه ( ( 14 - 2 معادل است : IS  Q ( 14 - 2 ) 3
3Vm

که :
: Q قدرت ظاهری سه فاز ترانس( ( kVA : Vm ولتاژ خط میانی( ( kV
سطح مقطع سیم پیچی از رابطه نسبت جریان فاز به چگالی جریان سیم بدست می آید.
( 15 - 2 ) IS aS  δ : a S سطح مقطع سیم پیچی(( mm2 : δ چگالی جریان هادی ( A ) mm 2 با جایگذاری رابطه ( ( 14 - 2 در رابطه ( ( 15 - 2 رابطه زیر بدست می آید : ( 16 - 2 ) Q a S  3Vm δ
مقاومت اسمی سیم پیچی ازرابطه زیربدست می آید :
( 17 - 2 ) T S L mts ρ R S a S که : : ρ مقاومت ویژه سیم ( ( Ω mm 2 m ١٨
: TS تعداد دور سیم پیچی
: a S سطح مقطع سیم پیچی ( mm2) : Lmts طول حلقه سیم پیچی ( m)
تلفات مسی سیم پیچی از رابطه ( ( 18 - 2 به دست می آید :
PLoss  3 RS I 2S( 18 -2 )
بــا جایگــذاری روابــط ( ( 17 - 2 و ( ( 14 - 2 در رابطــه ( ( 18 - 2 و پــس از ســاده ســازی رابطــه زیــر بدست می آید :
( 19 - 2 ) Q δLmts PLoss  ρ K همانطوری که از رابطه ( ( 19 - 2 مشاهده می شود تلفات مسی مستقل از سطح ولتاژ خط بوده و تـابعی از ظرفیت آن است.
.2-2-3-2 رابطه تلفات آهن با سطح ولتاژ
تلفات توان آهن ترانس از رابطه زیر به دست می آید :
PFe  Kh fB2m  Ke f 2 B 2mW Kg( 20 - 2 )

رابطه ( ( 20 - 2 تلفات توان درآهن ترانس را نشان می دهد که تابعی از چگالی شـار، فرکـانس و وزن آهن می باشد. از طرفی ولت بر دور هر فاز نیز رابطه ای با فرکانس , چگالی شـار و سـطح مقطـع هـسته داردکه با ثابت فرض کردن E t ولتاژ روی هردور فاز, رابطه زیر برای E t بصورت زیرمی باشد.[1]
( 21 - 2) Et  4.44 fBm A با جایگذاری E t با رابطه ( ( 12 - 2 برای سطح مقطع آهن رابطه زیر بدست می آید : ( 22 - 2 ) K Q A  4.44* f * Bm با بررسی رابطه ( ( 20 - 2 استنباط می شود که تلفات آهن تابعی از فرکانس شـبکه وچگـالی شـار آن است. با فرض فرکانس ثابت شبکه واینکه چگالی شار تابعی از ظرفیت ترانس است سطح مقطـع هـسته نیز تابعی ازظرفیت آن بوده و هیچ وابستگی به سـطح ولتـاژ آن نـدارد. بنـابراین تلفـات آهـن تـرانس بـا ظرفیت ثابت هیچ رابطه ای با سطح ولتاژکـاری آن نـدارد. بـا توجـه بـه مباحـث صـورت گرفتـه معلـوم می شودکه تلفات ترانس فقط تابعی از ظرفیت آن بوده وهیچ رابطه ای با سطح ولتاژ آن ندارد.
.3-3-2 مقایسه تلفات ترانس سه فاز با ترانس تکفاز با قدرت مساوی
با توجه به دو مؤلفه تلفات مسی و آهنی ترانس دراین بخـش نیـز هـر دو مـورد بـرای هـر دو تـرانس بـا ظرفیت مساوی مقایسه و نتیجه گیری خواهد شد.
١٩
.1-3-3-2 مقایسه تلفات مسی برای ترانس سه فاز و تکفاز با قدرت مساوی
تلفات مسی کل سیم پیچ ترانس سه فاز از رابطه زیر به دست می آید :
( 23 - 2 ) 2 2 n1 RS )I P ( 3(RP  ( PCu3ϕ  n2 که : IP : جریان فاز بر حسب ( ( A : RS مقاومت اهمی سیم پیچی ثانویه( ( Ω : RP مقاومت اهمی سیم پیچی اولیه ( ( Ω n1 : نسبت تبدیل ترانس n 2 جریان فاز اولیه ترانس از رابطه زیر بدست می آید ( اتصال ترانس ستاره - ستاره می باشد ) : ( 24 - 2 ) ( Q I P  ( 3Vm : Q قدرت ظاهری ترانس ( ( kVA : Vm ولتاژ خط ( ( kV IP : جریان فاز ترانس ( ( A سطح مقطع سیم پیچی اولیه از رابطه زیر بدست می آید : ( 25 – 2 ) I P aP  δ که : ( A mm 2 : δ چگالی جریان سیم پیچی ( : I P جریان فاز اولیه بر حسب ( ( A مقاومت سیم پیچی فاز از رابطه زیربدست می آید.[1] ρL T ( 26 - 2 ) Pmtp RP  aP بـا جایگــذاری روابــط ( ( 25 - 2 و ( ( 24 - 2 ورابطــه ( ( 11 - 2 در رابطــه( ( 26 - 2 و پــس از ســاده سازی رابطه زیر بدست خواهد آمد :
( 27 - 2 ) V m 3ϕ L mtp ρδ  R P Q 3 K 3ϕ I P : RP مقاومت اهمی سیم پیچی فاز اولیه ( ( Ω ρ : مقاومت ویژه هادی سیم پیچی ( ( Ω mm 2 A m 3ϕ : δ چگالی جریان ( ) mm 2
٢٠
: IP جریان اولیه فاز ( ( A
Q: قدرت سه فاز ( ( kVA
: Lmtp طول حلقه متوسط فاز اولیه ( m) : Vm ولتاژ خط ( kV )
: K3 φ ضریب ثابت ترانس سه فاز
از رابطه ( ( 27 - 2 برای سیم پیچی ثانویه رابطه زیر بدست می آید : ( 28 - 2 )

VLV 3ϕ Lmts ρδ RS Q 3K 3ϕ I S
با جایگذاری روابط ( ( 28 - 2 و ( ( 27 - 2 و ( ( 24 - 2 در رابطـه ( ( 23 - 2 و پـس از سـاده سـازی رابطه زیر بدست می آید :
( 29 - 2 ) ) Q Lmtp3φ L mts3φ ρδ3ϕ( PCu3ϕ K 3ϕ : PCu3 ϕ تلفات مسی ترانس ( ( kW
اگر محاسبات مشابه برای ترانس تکفاز نیز انجام شود تلفات کل مس برای ترانس تکفاز برابر است با :
( 30 - 2 ) ) Q 1φ Lmts 1φ Lmtp ρδ PCu 1ϕ  1ϕ ( K 1ϕ اگر نسبت رابطه( ( 29 - 2 به ( 30 - 2 )محاسبه شود با فرض قدرت یکـسان بـرای هردوتـرانس رابطـه زیر بدست می آید :
( 31 - 2 ) ( 3 ϕ L mts  3 ϕ L mtp )  3 ϕ δ  1 ϕ K  3 ϕ PCu 1 ϕ L mts  1 ϕ L mtp 1 ϕ δ 3 ϕ K 1 ϕ PCu با دقت در رابطه ( ( 31 - 2 با مساوی در نظر گرفتن چگالی جریان سیم پیچـی هـای سـه فـاز و تکفـاز رابطه ( ( 31 - 2 تابعی از نسبت ضریب ثابت ترانس تکفاز به ترانس سه فاز کـه بـستگی بـه سـتونی یـا زرهی بودن ترانس ها داشته و ایـن نـسبت بـرای تـرانس زرهـی کوچکترازیـک وبـرای تـرانس سـتونی بزرگتر یا مساوی یک می باشد. با توجه به اینکه اکثر ترانسفورماتورهای توزیع از نوع ستونی می باشـند بنابراین نسبت ضریب ثابت ترانس تکفاز به ترانس سه فازبزرگتر یا مساوی یک خواهـد بـود. در مـورد نسبت طول متوسط حلقه ها نیز بستگی به نوع سیم پیچی های آن دارد. اما در مجموع حاصلـضرب ایـن دو مقادیرنزدیک عدد 1 بوده و نشان دهنده تساوی تلفات مسی ترانس سه فاز و تکفاز است. با مراجعـه به جداول اطلاعات مربـوط بـه مشخـصات ترانـسهای تکفـاز و سـه فازسـاخت شـرکت ایـران ترانـسفو,
مشاهده می شودکه این تلفات برای هر دو ترانس برای اکثر ظرفیتها با سطح ولتـاژ برابـر، مـساوی بـوده وفقط برای برخی از ظرفیتها تلفات مسی ترانس سه فازبزرگتر از تلفات مسی ترانس تکفاز می باشد.
بنابراین می توان نتیجه گرفت که :
PLoss cu 3 φ ≥ PLoss cu 1φ( 32 - 2 )
٢١
رابطه ( ( 32 - 2 نشان می دهدکه تلفات مس ترانس سه فاز بزرگتر یا مساوی تلفات مس ترانس تکفاز
با ظرفیت مساوی با آن است.
.2-3-3-2 مقایسه تلفات آهن ترانس سه فاز با تلفات آهن ترانس تکفـاز بـا
قدرت مساوی
با مراجعه به رابطه ( ( 20 - 2 این فصل تلفات آهن در تـرانس بـا فرکـانس، چگـالی شـار و وزن هـسته متناسب است. اگر فرکانس برای هر دو ترانس یکسان در نظرگرفته شود و چگـالی شـارنیز متناسـب بـا ظرفیت ترانس انتخاب شود تنها متغیرها سطح مقطع هسته و طول آهـن تـرانس مـی باشـند. بـا توجـه بـه رابطه ( ( 22 - 2 اگر نسبت سطح مقطع هسته ترانس سه فاز به ترانس تکفاز نوشته شود :
( 33 -2 ) 3ϕ K  A 3 ϕ K 1ϕ A 1ϕ با دقت در رابطه ( ( 33 - 2 نسبت ضریب ثابت ترانس سه فاز به ترانس تکفاز بـا توجـه بـه نـوع تـرانس تعیین می شود. این نسبت برای ترانس ستونی, کوچکتر یا مساوی عدد 1 و برای ترانس زرهـی بزرگتـر ازعدد 1است. با توجه به اینکه اکثرترانسفورماتورهای توزیـع ازنـوع سـتونی مـی باشـند بنـابراین سـطح مقطع ترانس سه فاز بایدکوچکتر یا مساوی ترانس تکفاز باشـد. درحالیکـه ایـن نـسبت, بـسته بـه طـراح ترانس دارد و با توجه به بازه موجود برای انتخاب این ضـریب بـرای تـرانس تکفـاز, هـر دو ضـریب را می توان مساوی در نظر گرفته و بیان کرد که سطح مقطع هسته برای ترانس سه فـاز وتکفـاز بـا ظرفیـت مساوی معادل هم اند. با در نظرگرفتن حجم آهن, با توجه به طول آهن بزرگترترانس سـه فازنـسبت بـه تکفاز, حجم آهن در ترانس سه فاز بزرگتر بوده و تلفات آهن ترانس سه فاز بزرگتـر از تـرانس تکفـاز خواهد بود. بنابراین تلفات آهن ترانس سه فاز بزرگتر یا مساوی ترانس تکفاز است.
PLoss Fe 3 φ ≥ PLoss Fe 1φ( 34 - 2 )
با مراجعه به جدول مربوط به مشخصات ترانس سه فـاز و تکفـاز سـاخت شـرکت ایـران ترانـسفو بـرای سطوح ولتاژ مساوی, تلفات آهن برای ظرفیتهای 100 kVA و 10kVAبرای ترانس سـه فـاز بزرگتـر از ترانس تکفاز است. بنابراین تلفات ترانس تکفاز کوچکتر و یا مساوی ترانس سه فـاز هـم قـدرت بـا آن است. اما اختلاف تلفات ترانس سه فاز و تکفاز تقریباً کم بوده و می شـود تلفـات آن دو را یکـسان در نظر گرفت.
.4-3-2 مقایسه تلفات ترانس سه فاز با n ترانس با مجموع ظرفیت معادل آن
بهترین روش برای انجام این مقایسه, از روی جدول مربوط به تلفات ترانس است. با مراجعه بـه جـدول مشخصات ترانس سه فاز وتکفاز ساخت شرکت ایران ترانسفو مشاهده می شودکه تلفات ترانس سه فاز کمتر از تلفات n ترانس تکفاز با مجموع ظرفیت معادل با ظرفیت ترانس سه فازاست.
٢٢
.5-3-2 مقایسه تلفات خط ناشی از بکارگیری ترانس سه فاز و ترانس تکفاز
تلفات درکابل وخط عکس مجذورولتاژخط است. یعنی باافزایش ولتاژ خط به اندازه دوبرابر برای یک
قدرت وطول فیدر ثابت, تلفات آن 1 حالت قبلی خواهد شد. درانشعاب ترانس سه فاز از خط با فـرض
4
متعادل بودن بارهای انشعابی درفازهای ترانس, تلفات خطی با توجه به شکل( 1 - 2 )بدست میآید.

R
S
T
∆/Y

T
Load 3phas
شکل ( : ( 1 - 2 انشعاب ترانس سه فاز از خط
اگر مقاومت هر فازخط معادل و برابر با r باشد، جریان خط با توجه به بار سه فاز برابر با :
( 35 - 2 ) S3φ I L  3Vm که: : S3φ قدرت مصرفی بار سه فاز ( ( kVA : Vm اندازه ولتاژ خط ( ( kV : IL اندازه جریان خط ( ( A
رابطه تلفات برای خط سه فاز برابر است با : ( 36 - 2 )
با جایگذاری رابطه ( ( 35 - 2 در ( ( 36 - 2 رابطه زیر بدست میآید :

2
L

PLoss 3 φ  3 rI
( 37 - 2 ) 2 ( S 3 φ r ( PLoss 3 φ  V m در انشعاب ترانس تکفاز از خط بین فاز و نول تلفات خط با توجه به شکل ( ( 2 - 2 بدست می آید.
٢٣

R

S
T
N
∆/Y

T
Load 1phas
شکل ( : ( 2 - 2 انشعاب ترانس تکفاز از خط
اگر مقاومت سیم نول معادل باسیم فاز وبرابر r باشد. جریان خط با توجه به بارتکفاز, درسـیم فـاز برابـر خواهد بود با :
I L  S( 38 - 2 )
VP
رابطه ( ( 38 - 2 معادل با جریان خط در سیم فاز است که :
: S قدرت مصرفی بار ( ( kVA
: VP ولتاژ فازسمت اولیه ترانس ( ( kV
: IL جریان خط بر حسب ( ( A
جریان سیم نول معادل با مجموع جریان عبوری سایر فازها ازاین سیم است.
( 39 - 2 ) S * ( n ... * V P : Si قدرت مصرفی بار تکفاز ( ( kVA n : VPi ولتاژ فازاولیه ترانس ( ( kV
* S * S I n 2  1 ( * V * V P P 2 1 تلفات در خط شامل تلفات سیم فاز ونول است که بـا اسـتفاده ازروابـط ( ( 38 - 2 و ( ( 39 - 2 رابطـه زیر بدست میآید :
2 n S *K 2 S ( 40 - 2 ) ( K ∑1  PLoss1φ  r( VK* VP رابطه ( ( 40 - 2 تلفات در خط ناشی از انشعاب ترانس تکفاز را نشان می دهد.
: r مقاومت اهمی سیم فاز و نول ( ( Ω
: S قدرت ظاهری هر ترانس ( ( kVA
: VP ولتاژ فازسر ترانس بر حسب ( kV )
: Vk ولتاژ فاز سراولیه ترانس های منشعب ازخط ( kV )
٢۴
با بدست آوردن نسبت رابطه ( ( 37 - 2 به ( ( 40 - 2 رابطه زیر بدست می آید :
2 ( S r ( PLoss 3φ ( 41 - 2 ) Vm  2 * n 2 S PLoss 1φ ( S K ∑  r ( * VP VK K 1 با فرض اینکه VP ولتاژ فاز با فرض عدم تعادل خط باز با V m برابر خط معـادل باشـد. بـا سـاده سـازی رابطه ( ( 41 - 2 رابطه زیر بدست می آید : 3 2 * S k n 3S ∑ r ) 2 r ( PLoss 1φ * ( 42 - 2 ) k V k 1  Vm  2 S r 2 S r PLoss 3φ Vm Vm 2 * S n k k ∑1 PLoss 1φ ( 43 - 2 ) * k V 3 2 S PLoss 3φ Vm
با دقت در رابطه ( ( 43 - 2 مشاهده می شود که تلفات در خط بـا انـشعاب تـرانس تکفـاز, حـداقل سـه
برابرآن در استفاده از ترانس سه فاز است. در صورتیکه ترانس تکفاز بین دو فازخط قرارگیرد با توجـه
به رابطه ( ( 42 - 2 تلفات خط در این حالت برای استفاده از ترانس تکفاز معادل یـا بزرگتـر از تلفـات خط در حالت استفاده از ترانس سه فاز خواهد بود.
P Loss Line 1 φ ≥ PLoss Line 3 φ( 44 - 2 )
.6-3-2 سایر اجزاء تلفات
همانطوریکه دربخشهای قبلی بحث شد اجزائی که بیشترین تلفات رابه خوداختصاص می دهنـداز قبیـل ترانس وخط مورد بررسی قرارگرفتند. دراین بخش سایراجزاء تلفات نیزموردبررسی قرار می گیرند.
- 1 کلیدها :
این نوع تجهیزات جهت قطع و وصل و حفاظت در سیستم توزیع مورد استفاده قرارمی گیرنـد. باتوجـه به اینکه کنتاکت کلیدها ازموادی ساخته می شوندکه قابلیت هدایت بالایی داشته باشـند، بنـابراین افـت ولتاژ و تلفات ناچیزی داشته و می توان ازآنها صرفنظر کرد.
- 2 فیوز :
این المان جهت حفاظت دربرابراتصال کوتاه مورداسـتفاده قرارمـی گیردوباتوجـه بـه تعدادانـدک آنهـا درسیستم توزیع می توان ازتلفات آنهاصرفنظرکرد. تلفات این وسیله برای قدرتهای بـسیاربالازیر100W
می باشد.[3]
٢۵
- 3 ترانسفورماتورهای اندازه گیری :
این تجهیزات در داخل پستهای اصلی و زمینی جهت اندازه گیری بکـار مـی رونـد. بـا توجـه بـه تعـداد اندک آن و همچنین ظرفیت نامی آنهـا کـه در حـدود 60VA اسـت، مـی تـوان از تلفـات آن کـه زیـر
100W می باشد صرفنظر نمود.[3]
- 4 مقره ها و برقگیر :
این تجهیزات جهت نگه داشتن هادیهای خطوط و ایزولاسیون آنهـا از یکـدیگر و یـا حفاظـت خـط در برابر صاعقه به کار می روند. با توجه بـه اینکـه تلفـات در ایـن نـوع تجهیـزات از نـوع خزشـی و نـشتی می باشد، می توان از تلفات مقره و برقگیرها صرفنظر نمود.
- 5 کات اوت :
این وسیله جهت قطع و وصل اولیه ترانس در پستهای هـوایی مـورد اسـتفاده قرارمـی گیـرد. باتوجـه بـه خاصیت هدایت خوب کنتاکتهای آن می توان ازتلفات این وسیله نیزصرفنظر نمود.
.4-2 اجزاء موثر درافت ولتاژ و رابطه آنها با ولتاژ کاری :
.1-4-2 ترانس و رابطه افت ولتاژ آن با ولتاژ کاری
در شبکه های ولتاژ میانی که در فصول آینده مورد بررسی قرار می گیرند، نقش این وسیله درافت ولتاژ قابل توجه است و بخش عمـده ای از افـت ولتـاژ رابـه خوداختـصاص مـی دهـد. درشـبکه بااسـتفاده از ولتاژمیانی, دوترانس، یکی جهـت تبـدیل سـطح ولتـاژ فـشارمتوسط بـه فـشارمیانی و دیگـری درسـمت مشترکین جهت تبدیل ولتاژ میانی به فشار ضعیف بکارمی روند. افت ولتاژ شامل دو مؤلفه است :
افت ولتاژ روی مقاومت سیم پیچی
افت ولتاژ روی راکتانس سیم پیچی
با توجه به اینکه هر کدام از این دو مؤلفه در سـیم پیچـی اولیـه و ثانویـه آن وجـود دارد. بنـابراین بـرای هرسیم پیچی بایدروابط افت ولتاژناشی ازهردومولفه محاسبه شود.
- 1 افت ولتاژ روی مقاومت سیم پیچی :
VR افت ولتاژکل روی مقاومت سیم پیچیهای اولیه و ثانویه ترانس می باشد :
VR  VR p  VRs( 45 - 2 )
: VR P افت ولتاژ روی مقاومت سیم پیچی اولیه ( V )
: VR S افت و لتاژ روی مقاومت سیم پیچی ثانویه ( V )
اگر مقاومت اولیه rP و مقاومت ثانویه آن rS باشد و مقاومت ثانویه با نسبت تبدیل ترانس به اولیه منتقل
شود رابطه ( ( 46 - 2 را می توان نوشت.
٢۶
( 46 - 2 )
که :
: r P مقاومت اولیه ترانس ( ( Ω
: rS مقاومت ثانویه ترانس ( ( Ω
: RP مقاومت کل از دید اولیه ترانس ( ( Ω
: T P نسبت تبدیل ترانس
TS
افت ولتاژ روی مقاومت ترانس برابر با رابطه زیر است : ( 47 - 2 )
مقادیر rP و rS سیم پیچها برابرند با :
( 48 - 2 )
( 49 - 2 )
که :
: δ چگالی جریان هادی سیم پیچی ( A )
2mm

2 p T * rs rp R P Ts VR  RP IP
T P L mtp ρδ  rP I P ρδ T S L mts  rS I S : ρ مقاومت ویژه هادی سیم پیچی ( ( Ωmm2
m
: I P جریان فاز ( A )
: TP تعداد دور اولیه ترانس
: Lmtp طول حلقه متوسط سیم پیچی ( ( m
با جایگذاری روابط ( 48 - 2 )، ( ( 49 - 2 و ( ( 46 - 2 در ( ( 47 - 2 رابطه زیر بدست می آید :
( 50 - 2 ) ( ρδ T P L mtp 2 P T L S ρδ T I P   mtS  V R I p I S T S باساده سازی رابطه ( 50 - 2 ) و جایگذاری مقدار IS با IP و با در نظر گرفتن ضریب تبدیل ( TP ) : T ( 51 - 2 ) Lmts T P L mtp S ρδ V R که مقدار TP یا تعداد دور برابر با رابطه زیر می باشد : V ( 52 - 2 ) p T P  Q K با جایگذاری رابطه ( 52 - 2 ) در ( ( 51 - 2 رابطه زیر بدست می آید : ( 53 - 2 ) ( ( Lmtp ρδ  L mts V R  V P  Q k
٢٧
با دقت در رابطه ( 53 - 2 )استنباط می شود که افت ولتاژ روی مقاومت اهمی ترانس تـابعی از عکـس ظرفیت ترانس است. یعنی با افزایش ظرفیت, افت ولتاژ اهمی کاهش می یابد و تابعی از سطح ولتاژ نیـز می باشد. به این دلیل که با افزایش سطح ولتاژ برای یک قدرت ثابت تعداد دور سـیم پیچـی افـزایش و سطح مقطع آن به خاطر کاهش جریان کاهش می یابد، بنابراین مقاومت افزایش خواهد یافت. افـزایش مقاومت باعث افت ولتاژ بیشتر می شود. تغییرات افت ولتاژ بستگی به پارامترهای اجرایی از جمله طـول متوسط حلقه سیم پیچیهای اولیه و ثانویه نیز دارد.
-2 افت ولتاژ روی راکتانس سیم پیچی :
افت ولتاژ در راکتانس نیز از دو مؤلفه تشکیل شده که عبارتند از :
افت ولتاژ روی راکتانس سیم پیچی اولیه VX P
افت ولتاژ روی راکتانس سیم پیچی ثانویه VXS
VX افت ولتاژ روی راکتانس کل ترانس می باشد :
VX  V x p  Vx s( 54 - 2 )
راکتانس اولیه و ثانویه ترانس از دو رابطه زیر به دست می آید: [1]
p b 55 - 2 ) ) 3 s b 56 - 2 ) ) 3
a L mt  * 2 L c a mt L  2 * L c
* 2 2πfμ  X P 0 T p * 2 2 πfμ  X s 0 T s راکتانس ترانس از دید اولیه آن معادل است با :
p b b L 2 T s a  * * T 2 2πfμ x x X ( 57 - 2 ) mt P 3 L T 0 p s p P c s افت ولتاژ نسبی روی راکتانس کل ترانس برابر با : ( 58 - 2 ) VX  IP X P از طرفی تعداد دور TP سیم پیچی اولیه ترانس برابر است با : VP ( 59 - 2 ) TP  Q K با جایگذاری روابط ( ( 57 - 2 و ( ( 59 - 2 در ( ( 58 - 2 رابطه زیر به دست می آید : b s  b p mt L 2 V p ( 60 - 2 ) a  * * 2πfμ 0 p I V x  3 L Q k c
٢٨
با جایگذاری جریان فاز در رابطه ( ( 60 - 2 رابطه زیر به دست می آید :
bs  b p mt L 2 V p Q ( 61 - 2 ) a  * * 2πfμ  V 3 3V c L 0 k Q p x با ساده سازی رابطه ( ( 61 - 2 رابطه نهایی زیر به دست می آید :
bs  bp mt L 2 ( 62 - 2 ) πfμ0 * Vx  2 *V p 3 a  * Lc 3k با دقت در رابطه ( ( 62 - 2 استنباط می شود که افت ولتاژ روی راکتانس سیم پیچـی تـرانس وابـسته بـه سطح ولتاژ و پارامترهای طراحی ترانس بوده و مستقل از ظرفیت ترانس می باشد.
.2-4-2 خط و رابطه افت ولتاژآن با سطح ولتاژ شبکه
در خطوط سه فاز با بارهای متعادل افت ولتاژ شامل دو مؤلفه است :
افت ولتاژ روی مقاومت اهمی خط
افت ولتاژ روی راکتانس خط

V2 R,X V1

P,Q

project

۴-۴-اثر ثابت گشتاور dL(θ,i)/dθ بر روی گشتاور ٧٧
۴-۵-اثر i 2 بر روی گشتاور ٧٨
۴-۶-ﲨع بندی در مورد کاهش ریپل گشتاور ٨٠
فصل۵ : طراحی مدار راهانداز (DRIVER) به روش غیرمستقیم
۵-١-مقدمه ٨٢ ۵-٢-تشخیص موقعیت روتور بدون استفاده از سنسور ٨٣ ۵-٣-آنﱰل جهت چرخش ۶٩ فصل۶ : نتیجه گیری و پیشنهادات ٩٩ نتیجه گیری پیشنهادات ١٠٢ پیوست نقشه های ﴰاتیکی سخت افزار دستگاه ١٠٣ پیوست اطلاعات نرم افزاری سیستم ١١٠ فصل٧ : مـراجـع ١٣٩ ۶
فهرست شکل ها صفحه عنوان ١-١.a-شکل :دو ﳕونه موتور رلوآتانسی با یک دندانه در هر قطب. ١٧ ١-١.b-شکل :ﳕونهای دیگر با دو دندانه در هر قطب . ١٧ ١-٢.شکل : ﳓوه عملکرد موتور رلوآتانس. ١٩ ١-٣-الف.شکل :ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی دوگانه. ٢٠ ١-٣-ب.شکل :ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی واحد. ٢٠ ١-۴-١.شکل :موتور رلوآتانس از نوع روتور صفحهای. ٢٢ ١-۴-٢.شکل :موتور رلوآتانس سوئیچی چند لایه. ٢٣ ١-۵-.aشکل :روتور با فاصله x از استاتور. ۶٢ ١-۵-.bشکل :منحنی شار برحسب mmf برای x1 و x2 آه x1>x2 ۶٢ ١-۶-.aشکل :یک قطب از موتور رلوآتانس. ٢٨ ١-۶-.bشکل :منحنی اندوآتانس برحسب موقعیت روتور. ٢٨ ١-٧-١.شکل :مدار معادل موتور رلوآتانسی. ٣١ ١-٧-٢.شکل :منحنی گشتاور ـ سرعت یک موتور رلوآتانسی ﳕونه. ٣٢ ٢-١.شکل :دستهبندی مدارات مبدل. ۴٣ ٢-٢.a-شکل :مبدل پل نامتقارن. ۵٣ ٢-٢.b-شکل :شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش اول. ۶٣ ٢-٢.c-شکل :شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش دوم. ٣٨ ٢-٢.d-شکل :استفاده از SCR و آاهش تعداد ترانزیستورهادرمبدل پل نامتقارن. ٣٩ ٢-۴-.aشکل :توپولوژی R-Dump ١۴ ٢-۴-.bشکل :شکل موجهای توپولوژی R-Dump ١۴ ٢-۵-.aشکل :مبدل Bifilar ٢۴ ٢-۵-.bشکل :شکل موجهای مبدل Bifilar ٣۴ ٢-۶-.aشکل :مبدل، منبع تغذیه dc دو نیمهای. ۴۴ ٢-۶-.bشکل :شکل موجهای مبدل با منبع تغذیه دو نیمهای. ۵۴ ٢-٧.a-شکل :مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود. ۶۴ ٧
٢-٧.b-شکل :شکل موجهای مدار فوق با روش اول.٧۴
٢-٧.c-شکل :شکل موجهای مدار فوق با روش دوم.٨۴
٢-٨-١.شکل :مبدل با (١(q+ سوئیچ در هر فاز.٩۴
٢-٨-٢.شکل :ﲠبود یافته مدار(١(q+ ترانزیستوری.٠۵
٢-٩.a-شکل :مدار مبدل C-Dump١۵
٢-٩.b-شکل :شکل موجهای مبدل C-Dump٢۵
٢-١٠-١.شکل :مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد.۴۵
٢-١٠-٢.شکل :عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها.۴۵
٢-١١.a-شکل :مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک.۵۵
٢-١١.b-شکل :عملکرد مدار.۵۵
٢-١٢.شکل :مبدل با حداقل تعداد ترانزیستورو تغذیه ورودی متغیر. ٧۵
٢-١٣.شکل :مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost ٨۵
٢-۴١.a-شکل :مبدل با (1.5q) سوئیچ.٩۵
٢-۴١.b-شکل :عملکرد مدار.٩۵
٢-۵١.شکل :مبدل دو مرحلهای.١۶
٣-١.شکل :بلوک دیاگرام مدار آنﱰل موتور.٣۶
٣-٢-١.شکل :مدار ساده هر فاز.۴۶
٣-٢-٢.شکل :مدار درایو ترانزیستورهای قدرت.۵۶
٣-٣-١.شکل :مدار معادل فتواینﱰاپﱰ.۶۶
٣-٣-٢.شکل :مدار آامل سنسورها.۶۶
٣-٣-٣.شکل :شکل موجهای ناشی از سنسورها.٧۶
٣-۴-١.شکل :پالسهای PWM٨۶
٣-۴-٢.شکل :مدار سرعت موتور.٨۶
٣-۴-٣.شکل :مدار آنﱰل PI٩۶
٣-۴-۴.شکل IC-TL494:٧٠
۴-١.شکل :مدار معادل موتور رلوآتانسی.٧٢
۴-٢-١.شکل :تغییرات اندوکتانس با موقعیت روتور.۴٧
۴-٢-٢.شکل :پایین شکل،روتوراصلاح شده درمقایسه باروتور معمولی. ۵٧
٨
۴-٣.شکل :تغییرات اندوکتانس با جریان بر حسب زاویه. ۶٧ ۴-۴.شکل :استفاده از دیودهای هرزگرد برای ﲣلیه سریع تر جریان ٧٨ سیم پیچ. ۴-۵.شکل :کنﱰل جریان برای کاهش ریپل گشتاور. ٨٠ ۵-١-١.شکل :شفت انکدر و سه عدد سنسور برای تشخیص موقعیت روتور ٨٢ دریک موتور سه فاز ۴/۶. ۵-٢-١.شکل :شکل جریان سیمپیچ در استاتور. ۵٨ ۵-٢-٢.شکل :مدار مبدل ۶ سوئیچه با سه عدد مقاومت sense جریان. ۶٨ ۵-٢-٣.شکل :مقطع عرضی یک موتور رلوکتانس. ٨٧ ۵-٢-۴.شکل :پالسهای اعمال شده به یک فازﳕونه و جریان حاصله ٨٨ در ﳘان فاز. ۵-٢-۵.شکل :پالسهای اعمال شده به سه فاز و جریان حاصله در ٨٩ فازها. ۵-٢-۶.شکل :فاز A در حالت ﳘپوشانی کامل. ٩٢ ۵-٢-٧.شکل :فاز A در حالت عدم ﳘپوشانی کامل. ٩٢ ۵-٢-٨.شکل :پالسهای تشخیص و فرمان اعمال شده به یک فاز و ۴٩ جریاای حاصله. ۵-٢-٩.شکل :پالسهای تشخیص و فرمان اعمال شده به یک فاز و ۵٩ جریاای حاصله بعد از تقویت. ۵-٢-١٠.شکل :جریاای حاصل از پالسهای تشخیص هرسه فاز به ۵٩ صورت مالتی پلکس شده. ۵-٢-١١.شکل :پالسهای تشخیص وفرمان دو فاز متوالی. ۶٩ ۵-٣-١.شکل :ترتیب فرمان ها برای حرکت راست گرد یا چپ گرد. ٩٧ ۶-١.a-شکل :منحنی جریان فازها. ٩٩ ۶-١.b-شکل :منحنی گشتاور قبل از آنﱰل جریان. ٩٩ ۶-١.c-شکل :منحنی گشتاور باآنﱰل جریان. ٩٩ ۶-٢.شکل :منحنی گشتاور برحسب سرعت موتور. ١٠٠ ۶-٣.شکل :ارتباط میکرو با A/D و آنالوگ سوئیچ. ١٠٣ ۶-۴.شکل :مدار تغذیه رگوله شده برای درایور. ۴١٠ ٩
۶-۵.شکل :مدار تولید کننده PWM بر اساس سرعت.۵١٠
۶-۶.شکل :مدار مبدل۶ سوئیچه به ﳘراه مدار ﳏدود کننده جریان. ۶١٠
۶-٧.شکل :یک فاز از مدار مبدل به ﳘراه درایور MOSFET ها . ١٠٧
۶-٨.شکل :مدار راه انداز و مدار مبدل به ﳘراه موتور. ١٠٨
۶-٩.شکل :استاتور موتور ماشین لباسشویی.١٠٩
۶-١٠.شکل :روتور موتور ماشین لباسشویی.١٠٩
١٠
چکیده
ویژگیهای جذاب و مفید موتورهای رلوکتانس سوئیچی باعث افزایش میزان کاربرد آا در صنعت شده است که می توان به مواردی از قبیل هزینه پایین تولید، قابلیت کار در سرعت های ﳐتلف، راندمان بالا و دوام زیاد اشاره کرد. پیشرفت الکﱰونیک قدرت و رشد چشمگیر صنعت نیمه هادی تأثیر فراوانی بر طراحی و ساخت راه اندازهای موتورهای رلوکتانسی بر جای اده است. به این
صورت که با در دسﱰس قرار گرفﱳ مدارهای ﳎتمع ﳐتلف و کاهش
قیمت آا، این ادوات در ساخت راه اندازهای موتورهای رلوکتانسی مورد استفاده قرار گرفته و روز به روز باعث هوﴰندترشدن این راه اندازها گردیده اند.
به طورکلی دو روش برای راه اندازی موتورهای رلوکتانسی وجود
دارد :
١- روشهای مبتنی بر داشﱳ سنسور ٢- روشهای بدون سنسور روشهای بدون سنسور به علت حذف سنسورها و ﳘچنین اتصالات
مربوطه در صنعت دارای طرفداران بیشﱰی می باشد که از عمده ترین دلایل آن می توان به خراب شدن سنسورها به مرور زمان و نیاز به تنظیم سنسورها اشاره کرد. روشهای بدون سنسور به علت پیشرفت روزافزون علم الکﱰونیک و کنﱰل رشد چشمگیری پیدا کرده اند و با استفاده از مفاهیم ﳐتلف تنوع زیادی یافته اند. در فصل یک، ساختار موتورهای رلوکتانسی مورد بررسی قرار گرفته
است و در فصل دوم انواع مدارات مبدل ارائه شده و در فصل سوم راه اندازی با استفاده از سنسور گفته شده است و در فصل
چهارم رابطه ریاضی گشتاور مورد بررسی واقع شده و روش های عملی جهت کاهش ریپل گشتاور ارائه شده است و در فصل پنجم جزئیات روشی نوین در راه اندازی بدون سنسور موتورهای رلوکتانس سوئیچ شونده را بیان می کنیم.
١١
ﳘچنین در ضمائم، نقشه های ﴰاتیک سخت افزار و اطلاعات نرم افزاری مدار راه انداز آمده است.
١٢
مقدمه
با توجه به پیشرفت روز افزون صنایع نیمه هادی، موتورهای رلوکتانسی جایگاه ویژه ای در عرصه های ﳐتلف صنعت پیدا کرده اند. از ﲨله دلایل این امر می توان به مواردی از قبیل سادگی ساختمان این نوع موتورها، راندمان بالای آا نسبت به سایر موتورها و عدم نیاز به نگهداری اشاره کرد.
موتورهای رلوکتانسی بر خلاف اغلب موتورهای الکﱰیکی نیاز به یک سیستم راه انداز دارند، این سیستم راه- انداز به طور کلی به دو روش زیر قابل طراحی می باشد :
با استفاده از سنسور
بدون استفاده از سنسور
روشهای بدون سنسور به علت نداشﱳ سنسور و ﳘچنین اتصالات مربوطه در صنعت دارای طرفداران بیشﱰی می باشد که از عمده ترین دلایل آن می توان به توانایی کارکرد موتور در شرایط نامناسب ( از قبیل ﳏیطهای بسیار گرم و پر گرد و غبار ) و
عدم نیاز به تنظیم و نگهداری مداوم سنسور اشاره کرد.
روش ارائه شده مبتنی بر اعمال پالسهای شناسایی به موتور هم در مرحله ایستا و هم در مرحله چرخش می- باشد. عمده ترین مزایای این روش را نسبت به سایر روشهای مرسوم می توان در
موارد زیر ذکر کرد:
١- توانایی راه اندازی موتورهایی در گسﱰه توان چند ده وات
تا چندین کیلو وات.
٢- توانایی راه اندازی موتور با سطح ولتاژ ﳐتلف.
٣- این روش علاوه بر اینکه توانایی راه اندازی از حالت
ایستا با گشتاور زیاد را داراست، قادر است عملیات کنﱰل موتور را در سرعتهای ﳐتلف طبق تنظیمات اﳒام دهد.
۴- ریپل گشتاور به میزان قابل توجهی کاهش یافته است.
١٣
عملکرد موتور را طبق این روش می توان به مراحل زیر تقسیم
ﳕود :
١- مرحله تشخیص فاز مناسب در حالت ایستا.
در این مرحله با اعمال پالس شناسایی به هریک از فازها و ثبت نتایج حاصله و ﲢلیل آا مناسبﱰین فاز جهت دریافت اولین فرمان انتخاب می شود.
٢- مرحله اول چرخش با داشﱳ قابلیت تنظیم سرعت توسط PWM
در این مرحله الگوریتمی به صورت پیاپی و حلقه وار تکرار می شود تا موتور به میزان تعیین شده که می بایست در ابتدای کار تنظیم شود برسد.
١۴
فصل اول:
ساختمان موتورهای رلوآتانسی
١۵
١-١- مقدمه
راهاندازهای موتورهای رلوآتانسی سوئچ شونده، (SRM) برای آاربردهای صنعتی خواستگاه جدیدی میباشند. آلید فهمیدن هرماشینی فهمیدن گشتاور آن میباشد آه از اصول اولیه منتج میشود. عملکرد ماشین و خصوصیات برجسته آن از روابط گشتاور بدست می آیند. در این فصل ساختمان موتورهای رلوآتانسی را از نظر میگذرانیم، در دهه اخیر ﲢقیقات و مطالعات بر روی این دسته از موتورها بسیار افزایش یافته و به نتایج ارزندهای هم رسیده است بطور آه امروزه آا جزء ماشینهای الکﱰیکی مطرح در سطح جهان میباشند. از سال ١٩۶٩ یک موتور با رلوآتانس متغیر برای آاربردهای با سرعت متغیر ارائه شد آه منشأ آن به سال ١٨۴٢ برمیگردد، گرچه این ماشین جزء ماشینهای سنکرون میباشد اما خصوصیات جدیدی را دارد. ﳘانند موتورهای DC سیمپیچهایی بر روی استاتور این موتورها وجود دارد اما روتور آا هیچ مگنت یا سیمپیچ ندارد. روتور و استاتور قطبهای برجستهای دارند، این ماشین در شکل a)١-١) نشان داده شده است. و یک مدل تغییر یافته با دو دندانه در هر قطب نیز در شکل b)١-١)
آورده شده.
١۶

شکل (١-١) : (a) دو ﳕونه موتور رلوآتانسی با یک دندانه در هر قطب.
(b) ﳕونهای دیگر با دو دندانه در هر قطب
هرگاه قطبهای مقابل هم در استاتور ﲢریک شوند روتور (align)
ﳘردیف با آن میشود. در یک مدار مغناطیسی، عضو چرخشی (روتور)
میخواهد به موقعیتی برود آه آمﱰین رلوآتانس یا بیشﱰین اندوآتانس حاصل گردد.[16] وقتی دو قطب روتور ﳘراستا با دو قطب ﲢریک شده استاتور میشوند دو دسته دیگر از قطبهای روتور نسبت به دسته دیگری از قطبهای استاتور غیرهمراستا هستند، پس
١٧
این دو قطب استاتور ﲢریک میشوند تا قطبهای روتور را ﳘراستا
آنند، بهﳘین ترتیب با سوئیچ آردن متوالی جریان به داخل
سیمپیچهای قطبهای استاتور، روتور میچرخد، با حرآت روتور، توان و گشتاور ایجاد میشود.
این شامل سوئیچ آردن جریان در داخل سیمپیچهای استاتور است آه موجب رلوآتانس متغیر میشود، بنابراین یک چنین راهانداز موتور با سرعت متغیر بهعنوان راهانداز موتور رلوآتانسی سوئیچ شونده نامیده میشود.
١-٢- عملکرد اولیه موتور رلوآتانس
توجه آنید آه قطبهای r1 و r′1 از روتور و قطبهای C و C′ از استاتور با هم ﳘراستا هستند. اعمال یک جریان به فاز a با جهت نشان داده شده در شکل -a)٢-١) باعث ایجاد یک شار در قطبهای a و a′ از استاتور و قطبهای r2 و r′2 از روتور میگردد آه باعث آشیدن قطبهای r2 و r′2 از روتور به ﲰت قطبهای a و a′
از استاتور میشود. بهترتیب وقتی آه آا ﳘراستا هستند جریان فاز a قطع م یشود و موقعیت متناظر در شکل -b)٢-١) نشان داده شده است. حال فاز b ﲢریک میشود تا r1 و r′1 را در جهت عقربههای ساعت به ﲰت b و b′ بکشد، بطور مشابه ﲢریک فازC باعث ﳘراستا شدن C و C′ با r2 و r′2 میگردد، بنابر این با سه بار ﲢریک متوالی روتور °٩٠ میچرخد.[8]
١٨

شکل(٢-١) : ﳓوه عملکرد موتور رلوآتانس
١-٣- انواع موتورهای رلوآتانس متغیر
موتورهای رلوآتانس متغیر به دو دسته تقسیم میشوند:
الف) موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی دوگانه ب) موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی واحد[38]
در روتور هر دو نوع از موتورهای مذآور هیچگونه سیمپیچ یا مغناطیس دائم وجود ندارد و تنها منبع ﲢریک سیمپیچ استاتور میباشد. استاتور و روتور از مواد مغناطیسی با قابلیت نفوذپذیری مغناطیسی بالا ساخته میشوند در شکل (٣-١) (الف) و (ب) به ترتیب ﴰاهایی از یک موتور رلوآتانس با برجستگی دو گانه و دیگری با برجستگی واحد نشان داده شده است.[17]
١٩

شکل(٣-١) : (الف) ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی دوگانه
(ب) ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی واحد
١-۴- دسته بندی موتورهای رلوآتانسی از ﳊاظ ساختار
موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی دوگانه از ﳊاظ ساختاری
به سه دسته آلی تقسیم میشوند آه عبارتند از : ١- موتورهای استوانهای با قطب برجسته مضاعف ٢- موتورهای صفحهای ٣- موتورهای چند لایهای آه این تقسیمبندی بنا به شکل ظاهری موتورها صورت گرفته
است.[37] - موتورهای رلوآتانس سوئیچی استوانهای با قطب برجسته
مضاعف : این موتورها دارای قطبهای برجسته بر روی استاتور و روتور
میباشند و از اینرو به آن قطب برجسته مضاعف میگویند. ﳕای
ظاهری دو مدل از آا در شکل (١-١) آمده است. سیمپیچهای آن
بر روی استاتور بسته شده و هیچگونه سیمپیچی روی روتور آن
وجود ندارد، بسته به جایگاه و موقعیت روتور جریان را در
٢٠
سیمپیچهای استاتور وصل میﳕاییم. حال ﲤایل به فراهم آوردن مسیری آم رلوآتانس در مدار مغناطیسی روتور باعث ایجاد گشتاور میشود.
- موتورهای رلوآتانس سوئیچی صفحهای :
آاربرد موتورهای صفحهای آه با جریان مستقیم آار میآنند از
نوع دیگر آا بیشﱰ است. برای چنین موتورهایی روتورهای
صفحهای بکار گرفته شده آه در آا اندازه فیزیکی از عوامل اصلی ﳏسوب میشود. لفظ »روتور صفحهای« ﲞاطر شکل فیزیکی ساختار روتور آن میباشد. چنین موتورهایی میتوانند دارای قطر بسیار بزرگ ولی طول آوچک یا بالعکس باشند و در ﳏدوده ما بین آا نیز ساخته میشوند و لذا چنین سیستمی دارای تنوع بسیار گسﱰدهای در اندازه و شکل ظاهری میباشد و حتی میتوان آن را در مکانهایی آه از ﳊاظ فضا بسیار ﳏدود میباشند بکار برد .[13]
یک مدل بسیار ساده از این موتور در شکل (١-۴-١) آمده است. در این شکل یک روتور ضخیم آه در داخل قطبهای استاتور؛ جهت ایجاد
گشتاور بیشﱰ در حرآت است را ملاحظه میآنید. چنانچه ملاحظه میگردد ساختار این سیستم بسیار ساده است.[5]
٢١

شکل(١-۴-١) : موتور رلوآتانس از نوع روتور صفحهای
- موتورهای رلوآتانس سوئیچی چند لایه :
ﳕای ظاهری این موتور در شکل (٢-۴-١) نشان داده شده است.
ﳘانطور آه در شکل نشان داده شده است این موتور از چند لایه ﳎزای مستقل تشکیل شده است آه هرقسمت میتواند معرف یک فاز موتور بوده و القای متقابل بین سیمپیچ فازها به حداقل ﳑکن رسیده است. در این ساختار ﳏدودیت افزایش قطبهای استاتور به سبب آمبود فضای سیمبندی مرتفع گشته و امکان دسﱰسی به قطبهای بیشﱰ و به تبع آن گشتاور بالاتر در موتورهای با ابعاد آوچک میسر میگردد .[11]
از آﳒا آه مسیر شارهای هر فاز ﳎزا بوده، میتوان از روی شار جاری در هر فاز به موقعیت روتور آن نسبت به استاتور پی برد و به سهولت در حذف سنسورهای موقعیت گام برداشت.[33]
٢٢

شکل(٢-۴-١) : موتور رلوآتانس سوئیچی چند لایه
- موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی واحد :
ﴰای آلی این موتورها در شکل (ب ٣-١) نشان داده شده است.
استاتور اینگونه موتورها مشابه موتورهای AC میباشد ولی روتور آا طوری ساخته شده آه گشتاور تولید شده از تغییرات رلوآتانس بوجود میآید.
١-۵- ایجاد گشتاور در یک موتور رلوآتانس سوئیچی (روابط و
نتایج)
آلید فهمیدن هر ماشینی فهمیدن گشتاور آن میباشد آه از
اصول اولیه منتج میشود. روابط گشتاور نیاز به یک رابطه بین شار یا اندوآتانس با موقعیت روتور دارد، به منظور اختصار
٢٣
برای بیان تئوری پایه فقط عملکرد غیراشباع مورد بررسی قرار میگیرد.
ﳘانطور آه در شکل (۵-١) نشان داده شده سیمپیچ دارای N دور میباشد و وقتی آه با یک جریان i ﲢریک میشود سیمپیچ شار φ را ایجاد میآند. با افزایش جریان ﲢریک آرمیچر به ﲰت یوک آه ثابت است حرآت میآند. برای دو مقدار فاصله هوایی x1 و x2 شار برحسب mmf رسم شده است بهطوری آه x1>x2 میباشد. منحنی شار برحسب mmf برای x1 خطی میباشد بهخاطر اینکه رلوآتانس فاصله هوایی غالب میباشد. این امر باعث آاهش شار در مدار مغناطیسی میشود، انرژی الکﱰیکی ورودی بهصورت زیر نوشته میشود.
we  ∫eidt ∫idt ddNtφ  ∫Nidφ ∫Fdφ

در اینجا e، emf القایی بوده و F ، mmf میباشد، این انرژی الکﱰیکی ورودی، we، مساوی با ﳎموع انرژی ذخیره شده در سیم پیچ، wf، و انرژی تبدیل شده به آار مکانیکی، wm، میباشد.
we = wf + wm
وقتی آار مکانیکیای اﳒام ﳕیشود، مانند ﳊظهای آه آرمیچر از موقعیت x1 شروع میآند، انرژی ذخیره شده در میدان مغناطیسی، برابر انرژی الکﱰیکی ورودی میباشد، این منطق با مساحت OBEO
در شکل (۵-١) میباشد متمم این انرژی ذخیره شده در میدان
مغناطیسی، coenergy نامیده میشود، با مساحت OBAO در شکل (۵-٢
) داده میشود، و بهصورت ریاضی با رابطه ∫φdF داده میشود،
بطور مشابه در موقعیت x2 برای آرمیچر، اثری ذخیره شده در
میدان مغناطیسی منطبق با مساحت OCDO بوده و coenergy با
مساحت OCAO داده میشود برای تغییرات افزایش داریم dwe = dwf + dwm
٢۴
برای یک ﲢریک ثابت F1 آه با نقطه آار A در شکل (۵-١) داده میشود، انرژیهای ﳐتلف بهصورت زیر بدست میآیند :
(BCDEB) مساحت dwe  ∫φφ12 F1dφ  F1 φ2 −φ1 =
(OBEO) مساحت- (OCDO) مساحت x  x = − dw f 2 x  x dw f  dw f 1 با استفاده از معادلات فوق، انرژی مکانیکی بهصورت زیر بدست میآید :
(OBCO) مساحت dwm =dwe = dwf =
آه این مساحت بین دو منحنی برای یک mmf داده شده میباشد، در مورد یک ماشین با حرآت دوار انرژی مکانیکی افزایشی برحسب گشتاور الکﱰومغناطیسی و تغییرات در موقیعت روتور بهصورت زیر نوشته میشود.
dwe = Tedθ
بنابراین گشتاور الکﱰومغناطیسی بهصورت زیر بدست میآید :
T  dwm
edθ

برای حالتی آه ﲢریک ثابت است (وقتی آه mmf ثابت میباشد)
آار مکانیکی اﳒام شده برابر نرخ تغییرات coenergy میباشد، w′f،
آه فقط متمم انرژی ذخیره شده در میدان میباشد، بنابراین آار
مکانیکی اﳒام شده بهصورت زیر نوشته میشود :
dwm = dw′f
بهطوری آه :
we′  ∫φdF  ∫φd (Ni)  ∫Nφdi ∫λ(θ,i)di ∫L(θ,i)idi
در اینجا، اندوآتانس، L، و اتصال شار، λ ، توابعی از
موقعیت روتور و جریان میباشند، این تغییرات در coenergy بین
دو موقعیت θ1 و θ2 روتور اتفاق میافتند.
٢۵
dw′f (i,θ)  dw′f  dw T  m i  cons tan t dθ dθ dθ e اگر اندوآتانس بهصورت خطی با موقعیت روتور تغییر آند آه
در عمل عموماً این گونه نیست[6]، گشتاور بهصورت زیر میتواند نوشته شود :
i2 . dL(θ,i)  T 2 dθ e در رابطه اخیر dL(θ,i) ثابت گشتاور نامیده شده و واحد آن dθ N.m
A2 میباشد، باید تأآید شود آه این یک ثابت نیست و مرتباً

تغییر میآند و این بیان میآند آه SRM یک مدار معادل برای شرایط آار دائمی ندارد.

شکل(۵-١) : (a) روتور با فاصله x از استاتور (b) منحنی شار برحسب mmf برای x1 و x2 آه x1>x2
٢۶
- از رابطهگشتاور میتوان نتایج زیر را بدست آورد
١- گشتاور با توان دوم جریان متناسب است، بنابراین جریان میتواند در یک جهت برقرار شود تا گشتاور در یک جهت ایجاد
شود. بنابراین فقط با یک سوئیچ میتوان جریان را در سیمپیچ برقرار ﳕود، این سبب آاهش تعداد سوئیچهای قدرت و آاهش هزینه میشود.
٢- ثابت گشتاور با شیب اندوآتانس برحسب موقعیت روتور داده میشود. اینطور فهمیدهاند آه اندوآتانس سیمپیچ استاتور تابعی
از موقعیت روتور و جریان میباشد و بنابراین آن را غیرخطی میسازد.
٣- بهخاطر تناسب گشتاور با توان دوم جریان، این خصوصیت شبیه موتورهای DC سری میباشد، بنابراین SRM دارای گشتاور
راهاندازی خوب میباشد.
۴- عملکرد ژنراتوری با برقراری جریان در یک جهت هنگامیآه
شیب اندوآتانس منفی است، امکانپذیر میباشد.
۵- تغییر جهت چرخش با تغییر ترتیب فرمان سیمپیچهای استاتور امکانپذیر میباشد آه این یک عمل ساده است.
۶- گشتاور و سرعت هر دو به وسیله مدار مبدل (Converter) آنﱰل میشوند.
٧- این ماشین یک مدار مبدل آنﱰل شونده نیاز دارد و با تغذیه سهفاز برقشهر بهطور مستقیم ﳕ یتواند آار آند.
٨- تزویج در بین سیمپیچهای استاتور بسیار آم بوده و در بسیاری از آاربردها قابل صرفنظر میباشد. بنابراین هر فاز از این موتور میتواند بطور مستقل از فازهای دیگر عمل آند.
٩- بهخاطر اینکه جریان فقط لازم است در یک جهت در سیمپیچها جاری شود، ﲤام مبدﳍای قدرت دارای یک سوئیچ بصورت سری با سیم پیچ هستند بنابراین هیچگاه خطای shoot-through رخ ﳕیدهد.
٢٧
١-۶- رابطه بین موقعیت روتور و اندوآتانس سیمپیچ استاتور
برای یک جریان ثابت، اندوآتانس برحسب موقعیت روتور در شکل (۶-١) نشان داده شده است. این منحنی با صرفنظر از اثرات لبهای و اشباع سیمپیچ ترسیم شده است.

شکل(۶-١) : (a) یک قطب از موتور رلوآتانس (b) منحنی اندوآتانس برحسب
موقعیت روتور
نواحی ﳐتلف بر روی شکل (۶-١) را بهصورت زیر میتوان ﲢلیل آرد.
١ - φ1 - و φ4 - φ5 فازهای استاتور و روتور هیچگونه ﳘپوشانی با ﳘدیگر ندارند و شار عبوری به وسیله مسیر فاصله هوایی تعیین میشود، بنابراین اندوآتانس مینیمم شده و مقداری
٢٨
تقریباً ثابت باقی میماند بنابراین، این ناحیه باعث ایجاد گشتاور ﳕیشود، اندوآتانس در این ناحیه، اندوآتانس غیرﳘراستا
Lu(unaligned) نامیده میشود.
٢φ1- φ2 - در این ناحیه قطبها با هم ﳘپوشانی پیدا آردهاند بنابراین شار بطور عمده از ﳌینیتهای استاتور و روتور عبور
میآند، با تغییر موقعیت روتور اندوآتانس افزایش مییابد و به آن یک شیب مثبت میدهد، جریان تزریق شده به داخل سیمپیچ در این ناحیه باعث ایجاد یک گشتاور مثبت میشود، این ناحیه با ﳘپوشانی آامل قطبهای استاتور و روتور خاﲤه پیدا میآند.
٣φ2- φ3 - در این ناحیه حرآت روتور باعث تغییر ﳘپوشانی آامل فاز استاتور و روتور ﳕیشود و بنابراین تغییری در مسیر شار آه اآنون از طریق ﳌینیتها میباشد ایجاد ﳕیشود و اندوآتانس در مقدار حداآثر خود ثابت باقی میماند. این
اندوآتانس، اندوآتانس حالت ﳘپوشانی آامل La(aligned) نامیده میشود، از آﳒا آه تغییری در اندوآتانس ایجاد ﳕیشود بنابراین گشتاور تولید شده در این ناحیه صفر میباشد، هر چند جریان جاری در سیمپیچ غیرصفر باشد با دانسﱳ این حقیقت، این زمان ﲠﱰین زمان برای خاموش آردن فاز میباشد زیرا جریان برگشتی ناشی از انرژی ذخیره شده در فاز استاتور باعث ایجاد گشتاور منفی ﳔواهد شد.
۴φ3- φ4 - در این ناحیه قطب روتور در حال دور شدن از موقعیت ﳘپوشانی آامل فاز استاتور و روتور میباشد. این ناحیه خیلی شبیه ناحیه φ1- φ2 میباشد اما در این ناحیه با افزایش موقیت روتور، اندوآتانس آاهش مییابد و باعث تولید یک شیب منفی میگردد، عملکرد موتور در این ناحیه باعث ایجاد گشتاور
منفی میگردد. به خاطر اشباع جریان عبوری از سیمپیچ، رسیدن به منحنی
ایدهآل شکل فوق امکانپذیر ﳕیباشد، اشباع جریان باعث ﲬیده
٢٩ شدن منحنی به ﲰت بالا میشود و شیب را آاهش میدهد، بنابراین ثابت گشتاور آاهش مییابد. پس اشباع جریان باعث آاهش یافﱳ گشتاور و توان خروجی میشود.[14]
١-٧- مدار معادل موتور رلوآتانسی
مدار معادل اولیه یک موتور رلوآتانسی با صرفنظر آردن از اثر تزویج بین سیمپیچها بصورت زیر خواهد بود. ولتاژ اعمال شده به سیمپیچی فاز برابر با ﳎموع افت ولتاژ مقاومتی و نرخ تغییرات شار عبوری میباشد.
dλ(θ,i) V  Rs i  dt RS مقاومت بر هر فاز بوده و λ شار عبوری میباشد.
λ = L(θ,i) i
dL(θ,i)  dθ i di RSiL(θ,i) dL(θ , i )i V  RS i  dθ dt dt dt dL(θ,i) iw  di i  L(θ,i) V  R dθ m dt S در رابطه اخیر میتوان بهجای dL(θ,i) iwm ، e ، یعنی emf القا dθ شده را جایگذاری آرد. dL(θ,i) و dL(θ,i) Kb  Kbwmi e  iwm dθ dθ V  RS i  L(θ,i) dtdi  e

٣٠

شکل(١-٧-١) : مدار معادل موتور رلوآتانسی
با فرض ثابت بودن جریان در یک پریود داریم :
dL V  R i iw m dθ S V i  dL ( w (R m dθ S معادله اخیر بیانگر آن است آه جریان با سرعت نسبت عکس دارد و چون گشتاور با ﳎذور جریان نسبت دارد بنابراین گشتاور با ﳎذور سرعت نسبت عکس خواهد داشت.
Tα 1

w2m
این مطلب رفتار گشتاور سرعت یک موتور DC سری را تداعی میآند.[10]
٣١


شکل(٢-٧-١) : منحنی گشتاور ـ سرعت یک موتور رلوآتانسی ﳕونه
در موتورهای رلوآتانسی آه حرآت ابتدایی را خود آغاز
میآنند، تیغههای روتور باید با تیغههای استاتور مربوط به خودش ﳘپوشانی داشته باشد. تا در هر موقعیتی بر روی روتور آن گشتاور وجود داشته باشد.
ترآیبات ﳐتلف از تعداد قطبها (Nr , Ns) آه بهترتیب قطبهای
استاتور و روتور میباشند. ذیلا آورده شده است. 4 Nr = 6 Ns = برای موتور 3 فازه
6 = Nr 8 Ns = برای موتور 4 فازه
4 = Nr Ns = 10 برای موتور 5 فازه
البته ترآیبات دیگری نیز وجود دارد و تفاوت آا در این
است آه در برخی از جایگاههای روتور ﳑکن است گشتاوری تولید نگردد.[9]
٣٢
فصل دوم:
مدارات راه انداز (DRIVER)
٣٣
٢-١- پیکربندی مدارات مبدل
در موتورهای رلوآتانسی، تزویج بسیار ناچیز است، این امر سبب عدم وابستگی به دیگر فازها در آنﱰل هر فاز و تولید گشتاور میشود. درحالیآه این خصوصیت یک برتری ﳏسوب میشود، نداشﱳ تزویچ نیاز به عملکرد درست با انرژی مغناطیسی ذخیره شده دارد. در هنگام خاموش شدن فاز باید مسیری برای ﲣلیه انرژی ذخیره شده بوجود آورد، در غیراینصورت این انرژی سبب ایجاد ولتاژ بیش از حد خواهد شد و به سوئیچهای نیمه هادی صدمه خواهد رساند. این انرژی میتواند بهصورت آزاد بهحرآت درآید، ﲞشی از آن به انرژی الکﱰیکی/ مکانیکی تبدیل شده و ﲞشی دیگر از آن در سیمپیچهای ماشین تلف میشود[15]، روش دیگر بازگرداندن آن بر روی منبع ولتاژ DC میباشد.
دستهبندی مدارات مبدل بهصورت q ، q+1 ، 1. 5 q و 2 q سوئیچ در هر فاز و مبدل قدرت دو مرحلهای است آه q تعداد فازهای ماشین میباشد.[20]
این دستهبندی در شکل (١-٢) نشان داده شده است.

شکل(١-٢) : دستهبندی مدارات مبدل
٣۴
٢-٢- مبدل پل نامتقارن شکل -a)٢-٢) مبدل پل نامتقارن را با درنظر گرفﱳ یک فاز
SRM نشان میدهد.[3] بقیه فازها نیز بهطور مشابه متصل
میشوند. با روشن شدن ترانزیستورهای T1و T2 جریان در فاز A
برقرار میشود، اگر جریان بالاتر از حد تعیین شده برسد، T1و T2
خاموش میشوند. انرژی ذخیره شده در سیمپیچ فاز A موتور جریان را در ﳘان جهت حفظ میآند تا اینکه ﲣلیه شود، بنابراین دیودهای D1و D2 بهصورت مستقیک بایاس شده و باعث شارژ شدن دوباره منبع میشوند، این امر سبب آاهش سریع جریان و رسیدن
آن به زیر حد تعیین شده میشود این عملکرد با شکل موجهای شکل
-b)٢-٢) تشریح شده است. باید توجه داشت آه یک جریان با اندازه IP در هنگام عملکرد موتوری آه شیب اندوآتانس مثبت است مورد نیاز میباشد. در اینجا جریان فاز A ، ia، بهوسیله یک فیدبک جریان و مقایسه با ia ، در حدود ia حفظ میشود، ∆i
میزان اختلاف با جریان تعیین شده میباشد.

شکل(-a٢-٢) : مبدل پل نامتقارن
٣۵

شکل(-b٢-٢) : شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش اول
وقتی اختلاف جریان ia و ia به اندازه -∆i شود، ترانزیستورهای
T1 و T2 بطور ﳘزمان خاموش میشوند در این هنگام دیودهای D1 و
D2 باعث هدایت جریان به منبع ولتاژ DC میشوند، توجه آنید آه
ولتاژ فاز A در این ﳊظه منفی و به اندازه منبع ، Vdc،
میباشد، روش آنﱰلی فوق (روش١) از آﳒا آه ریپلهای بیشﱰی به خازن تغذیه اعمال میآند باعث آوتاه شدن عمر این خازن و
افزایش تلفات سوئیچینگ در ترانزیستورهای قدرت میشود. برای
ﲠﱰ شدن این مسأله میتوان از روش سوئیچینگ متناوب استفاده
آرد.[4] انرژی ذخیره شده در فاز A میتواند بهطور مؤثر در داخل
خودش استفاده شود، این آار با خاموش آردن T2 به تنهایی (روش
٣۶
دوم) امکانپذیر است. در این مورد جریان در داخل T1 و فاز A
و D1 جاری میشود، اگر از افت ولتاژ بر روی ترانزیستورو دیود صرفنظر آنیم، ولتاژ بر روی فاز A صفر خواهد شد. شکل ( -C٢-٢ ) در این روش (روش دوم) نسبت به روش اول زمان بیشﱰی طول میآشد تا جریان از IP + ∆I به IP-∆I برسد. این امر سبب آاهش فرآانس سوئیچینگ و بنابراین آاهش تلفات سوئیچینگ خواهد شد.
در روش دوم وقتی فاز میخواهد آاملا خاموش شود یعنی وقتی ia
صفر است، آنگاه T1 و T2 ﳘزمان خاموش میشوند در این فاصله ولتاژ دو سر سیمپیچ -Vdc خواهد شد و ﳘچنین D1 و D2 هدایت میآنند تا اینکه ia صفر شود، ولتاژ روی T2 در حین خاموشی و هنگامیآه T1 روشن است، مساوی ولتاژ منبع، Vdc ، میباشد بنابراین ولتاژ ترانزیستورها و دیودها باید در حدود ولتاژ منبع تغذیه باشد. در روش دوم جریان برگشتی فازها دیرتر از روش اول صفر میشود ﳘچنین در روش دوم انرژی ذخیره شده به انرژی مکانیکی مفید تبدیل میشود، این روش برای آنﱰل جریان استفاده میشود ولی هنگامی آه جریان باید سریعاً خاموش شود، دشارژ در داخل منبع مفید خواهد بود، یعنی زمانی آه شیب اندوآتانس صفر میشود و بعد از آن منفی خواهد شد، در این زمان دیرتر خاموش شدن فاز باعث ایجاد گشتاور منفی و از دست رفﱳ انرژی خواهد شد.
توجه آنید آه این مدار مبدل به ازای هر فاز دو ترانزیستور و دو دیود نیاز دارد.
٣٧

شکل(-c٢-٢) : شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش دوم
ﲠرهبرداری از ادوات قدرت در مبدل نامتقارن ضعیف میباشد.
میتوان زماای سوئیچ آا را افزایش داد. این آار با آاهش
تعداد ترانزیستورهای قدرت و استفاده از SCR ﳑکن خواهد شد.[7]
ﳘانطور آه در شکل -d)٢-٢) دیده میشود تعداد فازها باید
زوج باشد. SCR ها برای هدایت جریان به فاز مناسب استفاده
میشوند و برای آنﱰل استفاده ﳕیشوند. با این وجود استفاده از
SCR نیاز به مدارات جانبی داشته آه باعث افزایش تعداد
قطعات، هزینه و ابعاد مدار راهانداز خواهد شد.
تعداد دیودها به یکعدد در هر فاز تقلیل یافته است. باید توجه داشت آه فازهای غیرمتوالی در یک گروه با هم قرار میگیرند و با یک دسته از ترانزیستورها ﲢریک میشوند. این آار
٣٨
سبب میشود آه یک فاز بتواند در موقع لزوم به سرعت خاموش شود و جریانش به صفر برسد. برای ﲢریک فاز A، ترانزیستورهای T1 و
T2 و تریستور S1 روشن میشوند، اگر جریان به مقدار تعیین شده برسد T1 خاموش میشود و جریان از طریق فاز A و ترانزیستور T2
S1 و D2 برقرار میشود، در این هنگام ولتاژ دو سر فاز A در
صورت ایدهآل در نظر گرفﱳ قطعات صفر خواهد بود در این روش انرژی ذخیره شده در اندوآتانس ماشین به انرژی مکانیکی تبدیل شده و جریان فاز آاهش مییابد، هنگامیآه جریان فاز باید آاملا خاموش شود. T1 و T2 ﳘزمان خاموش میشوند آه باعث روشن شدن D1
D2 میشود، در این هنگام ولتاژ در دو سر سیمپیچ فاز -Vdc
خواهد شد. ﲞشی از انرژی به منبع بازگشته و ﲞشی دیگر از آن
به انرژی مکانیکی تبدیل خواهد شد به این ترتیب جریان فاز به
سرعت به صفر میرسد. تریستور S2 مانع از گردش جریان فاز A از طریق فاز C میشود.

شکل(-d٢-٢) : استفاده از SCR و آاهش تعداد ترانزیستورهادرمبدل پل
نامتقارن
٣٩
٢-٣- مبدﳍای یک سوئیچ در هر فاز
مبدﳍای یک سوئیچ در هر فاز بهخاطر آوچک بودن ابعاد مبدل و ﳘچنین آاهش قیمت ساخت آا جذاب هستند این مبدﳍا دارای اشکال عدم توانایی اعمال ولتاژ صفر در دو سر سیمپیچ هستند، این ﳏدودیت سبب افزایش مبادله انرژی بین ماشین و منبع ولتاژ dc
میشود آه خود موجب تلفات بیشﱰ و آاهش بازده میشود ﳘچنین نویز صوتی افزایش مییابد.[35]
٢-۴- مبدل R-Dump
شکل (۴-٢) یک مبدل با یک سوئیچ و یک دیود در هر فاز را
نشان میدهد، وقتی T1 خاموش میشود جریان آزادانه از طریق
دیود D2 عبور میآند و خازن CS را شارژ میآند پس از مقاومت
خارجی R عبور میآند. این مقاومت مقداری از انرژی ذخیره شده
در فاز A را مصرف میآند آه باعث مشکل دیر ﲣلیه شدن سیمپیچ
میشود. علاوه براین اتلاف انرژی در مقاومت باعث آاهش بازده
میشود. ولتاژ بر روی T1 در هنگامیآه خاموش میشود برابر Vdc +
IaR میباشد. مقدار R هم میزان تلفات را تعیین میآند هم میزان ولتاژ حداآثر را آه ترانزیستور باید ﲢمل آند. اگر R آوچک باشد جریان فاز دیرتر خاموش شده و ﳑکن است در ناحیهای آه اندوآتانس دارای شیب منفی است سیمپیچ ﳘچنان جریان داشته و هنوز ﲣلیه نشده باشد. این امر سبب ایجاد گشتاور منفی و آاهش گشتاور موتوری میشود. اگر R بزرگ باشد آنگاه افت ولتاژ روی ترانزیستورها بزرگ بوده و ترانزیستوری آه ﲢمل ولتاژ بالاتری داشته باشد نیاز است.[18]
۴٠

شکل(۴-٢) : (a) توپولوژی R-Dump
(b) شکل موجهای توپولوژی R-Dump
٢-۵- مبدل Bifilar
در شکل (۵-٢) یک مبدل با یک ترانزیستور فاز دیده میشود اما انرژی ذخیره شده در برمیگردد. اینآار با استفاده از یک سیمپیچ

ویک دیود در هر فاز به منبع dc bifilar (دو رشتهای)
۴١
با پلاریته نشان داده شده در شکل امکانپذیر میباشد. وقتی ترانزیستور T1 خاموش میشود emf القا شده در سیمپیچ دارای
پلاریتهای است آه دیود D1 را روشن میآند. این باعث ﲣلیه
جریان از طریق D1 میشود و انرژی به منبع باز میگردد.
هنگامیآه ترانزیستور خاموش میشود ولتاژ بر روی سیمپیچ bifilar
ثانویه برابر ولتاژ منبع dc میباشد ولتاژ بر روی سیمپیچ
اصلی بستگی به نسبت دور سیمپیچها دارد. با در نظر گرفﱳ نسبت دور a بین سیمپیچ اصلی سری با ترانزیستور و سیمپیچ bifilar
ثانویه، ولتاژ بر روی ترانزیستور برابر خواهد بود با:
vT1 = vdc + avdc = (1+a) vdc
این نشان میدهد آه ولتاژ بر روی T1 میتواند خیلی بزرگﱰ از ولتاژ منبع باشد. ﳘچنین نیاز به یک سیمپیچ ثانویه باعث ایجاد ﳏدودیت در فضای سیمبندی برای سیمپیچ اصلی شده و اقتصادی ﳕیباشد.[19]

شکل(-a۵-٢) : مبدل Bifilar
۴٢

شکل -b)۵-٢) : شکل موجهای مبدل Bifilar
٢-۶- مبدل با منبع تغذیه dc دو نیمهای
مبدل با منبع تغذیه dc دو نیمهای برای هر فاز یک سوئیچ
داشته و به این صورت آار میآند آه فاز A با روشن شدن T1
ﲢریک میشود. جریان در ترانزیستور T1، فاز A و خازن C1
برقرار میشود. وقتی ترانزیستور T1 خاموش میشود جریان با
حرآت از مسیر فاز A و خازن C2 و دیود D2 ادامه مییابد. در
این عمل خازن C2 شارژ شده و بنابراین انرژی ذخیره در فاز A
بهسرعت ﲣلیه میشود مشابه این عمل برای فاز B اتفاق میافتد،
۴٣
است و 0.5 vdc
عملکرد این مدار برای فاز A در شکل -b)۶-٢) نشان داده شده
است. وقتی T1 روشن است ولتاژ در دو سر فاز A برابر vdc 2
خواهد بود و وقتی T1 خاموش میشود ولتاژ دو سرفاز A برابر
−vdc 2 خواهد شد.[24] ولتاژ بر روی ترانزیستور T1 وقتی آه روشن
است قابل صرفنظر میباشد و وقتی خاموش میشود برابرvdc
وقتی آه جریان سیمپیچ به صفر میرسد ولتاژ T1 برابر
خواهد شد. برخی از اشکالات این درایو این است آه فقط نصف
ولتاژ تغذیه برای ﲢریک فاز استفاده میشود. برای تعادل بار
بر روی خازای تغذیه باید تعداد فازهای ماشین زوج باشد.
شکل(-a۶-٢) : مبدل، منبع تغذیه dc دو نیمهای
۴۴

شکل(-b ۶-٢) : شکل موجهای مبدل با منبع تغذیه دو نیمهای
٢-٧- مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود
در شکل -a)٧-٢) یک مبدل با یک سوئیچ در هر فاز نشان داده شده است، توجه آنید آه دیودهای هرزگرد D1 و D2 و D3 و D4
دیودهای سریع هستند و دیودهایD5 و D6 و D7 و D8 دیودهای با سرعت روشن شدن پایین هستند. با روشن شدن ترانزیستورهای T1 و
T4 فاز A ﲢریک میشود وقتی جریان به میزان تعیین شده رسید ترانزیستورهای T1 و T2 خاموش میشوند. این آار سبب روشن شدن دیودهای D1 و D4 شده تا جریان را برقرار سازند، در این حین ولتاژ بر روی فاز A برابر -vdc خواهد شد آه نشان دهنده
۴۵
انتقال انرژی از سیمپیچ به منبع ولتاژ DC میباشد. ﳘانطور آه در شکل -b)٧-٢) دیده میشود این آار سبب صفر شدن سریع جریان
فاز A میشود (روش اول) در روش دوم آه سوئیچها ﳘزمان خاموش
ﳕیشوند. در این حالت T4 روشن بوده و T1 خاموش میشود و برای
سیکل بعدی T1 روشن بوده و T4 خاموش میشود تا جریان rms
سوئیچها آاهش یابد. این عملکرد در شکل -c)٧-٢) نشان داده
شده است برای ﲢریک فاز B باید ترانزیستورهای T1 و T2 با هم عمل آنند.[27]

شکل(-a٧-٢) : مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود
۴۶

شکل(-b٧-٢) : شکل موجهای مدار فوق با روش اول
۴٧

شکل(-c٧-٢) : شکل موجهای مدار فوق با روش دوم
٢-٨- مبدل با (١(q+ سوئیچ و دیود
یک آرایش (١(q+ سوئیچ در شکل (١-٨-٢) نشان داده شده است، برای اینکه فاز A ﲢریک شود، T1 و T2 باید روشن شوند آه باعث اعمال ولتاژ منبع به دو سر سیم پیچ میشود. وقتی جریان ia به حد تعیین شده میرسد یک روش این است آه T1 یا T2 خاموش شوند، در این صورت جریان از طریق T1 و D2 یا T2 و D1 برقرار شده و ولتاژ در دو سر فاز صفر میشود، روش دیگر این است آه T1 و T2
ﳘزمان خاموش بشوند و ولتاژ دو سر سیمپیچ -vdc شود و جریان آاهش یابد، برای خاموش آردن فاز A و آاهش سریع جریان در آن
۴٨
روش دوم انتخاب میشود. بطور مشابه برای فاز B،
ترانزیستورهای T2و T3 و دیودهای D2 و D3 استفاده میشوند و برای فاز C ترانزیستورهای T3 و T4 و دیودهای D3 و D4 استفاده
میشوند، ترانزیستورهای T2 و T3 و دیودهای D2و D3 بهصورت مشﱰ
ک استفاده میشوند این امر نهتنها باعث افزایش جریان عبوری
از آا میشود بلکه در آنﱰل مستقل فازها نیز ﳏدودیت ایجاد
میآند. بهعنوان مثال اجازه دهید فاز A خاموش شده و فاز B
ﲢریک شود، در این حال T1 باید خاموش شود و T2 و T3 روشن شوند، این امر سبب میشود آه ولتاژ روی فاز A صفر شود، در صورتی آه مطلوب ما -vdc میباشد. این امر سبب دیرتر خاموش شدن فاز A
شده و حتی ﳑکن است باعث ایجاد گشتاور منفی و آاهش گشتاور موتوری شود.[21]

شکل (١-٨-٢) : مبدل با (١(q+ سوئیچ در هر فاز
ﲠبود یافته مدار فوق با دیودهای اضافه و q
شکل (٢-٨-٢) نشان داده شده است. این مدار میباشد، نیمی از آا (دیودهای Da و Db و Dc

ترانزیستور در دارای 2q دیود و (Dd جریان را
۴٩
به فاز مناسب هدایت میآنند و بنابراین میتوانند دیودهای با سرعت آم باشند. فقط ماشینهایی با تعداد فاز زوج میتوانند از فواید این درایو ﲠرهمند شوند. [25]

شکل(٢-٨-٢) : ﲠبود یافته مدار(١(q+ ترانزیستوری
٢-٩- مبدل C-Dump مبدل C-Dump با مدار بازیافت انرژی در شکل (٩-٢) نشان
داده شده است. ﲞشی از انرژی مغاطیسی ذخیره شده در فاز به
خازن Cd منتقل شده و از آن از طریق Tr و Lr و Dr بازیابی شده
به منبع ولتاژ DC ورودی منتقل میشود. فرض آنید آه
ترانزیستور T1 روشن شود تا فاز A ﲢریک گردد و هنگامیآه
جریان فاز A به میزان تعیین شده میرسد، T1 خاموش میشود،
اینآار باعث روشن شدن دیود D1 میشود و جریان از طریق خازن
Cd بسته میشود آه باعث افزایش ولتاژ روی آن میشود. در نتیجه جریان فاز A آاهش مییابد، وقتی آه جریان به اندازه ∆i از
میزان تعیین شده آمﱰ شد، T1 روشن میشود تا جریان به مقدار
تعیین شده نزدیک شود. وقتیآه جریان باید آاملا در فاز A
۵٠
خاموش شود، T1 خاموش میشود و مقداری از انرژی ذخیره شده در فاز A در خازن Cd ذخیره میشود و ﲞشی از آن به انرژی مکانیکی
تبدیل میشود. این مبدل حداقل تعداد سوئیچ را داشته و ﳘچنین
جریان در آن بطور مستقل از فازهای دیگر آنﱰل میشود. اشکال
اصلی این مبدل این است آه سرعت خاموش شدن فاز به اختلاف
ولتاژ تغذیه ورودی، vdc، و ولتاژ vo روی Cd بستگی دارد، سریعﱰ خاموش شدن جریان نیازمند vo بزرگﱰ است آه باعث افزایش میزان ولتاژی خواهد شد آه ادوات قدرت باید ﲢمل آنند. ﳘچنین تبادل انرژی بین Cd و منبع تغذیه dc ورودی باعث تلفات اضافی شده و بازده ماشین را پایین میآورد. مدار باز یافت انرژی فقط هنگامیعمل میآند آه یکی از ترانزیستورهای T1، T2 ، T3 یا T4
روشن باشند تا از جریان هرز گرد فازها جلوگیری شود. Tr
زمانیآه ترانزیستورهای T1 تا T4 ﳘگی خاموش هستند خاموش می شود.[2]

۵١

شکل(٩-٢) : (a) مدار مبدل C-Dump
(b) شکل موجهای مبدل C-Dump
٢-١٠- مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد
مبدل SRM به روش C-Dump توانایی ایجاد ولتاژ صفر ولت را
بر روی فازها نداشت، این امر سبب افزایش نویز صوتی در این
موتورها میشود. ﳘچنین فازهای ماشین هم با ولتاژ منبع dc و
هم با اختلاف ولتاژ بین منبع dc و خازن C-dump مواجه میشدند یعنی یک ولتاژ با تغییرات بسیار زیاد، تقریباً دو برابر ولتاژ منبع dc، این موضع باعث تلفات بیشﱰ میشود، ﳘه این مسائل با اضافه آردن یک ترانزیستور و ایجاد جریان هرزگرد به ﳘراه دیود DS برای بازیافت انرژی ذخیره شده در خازن C-Dump
۵٢
برطرف می شوند. شکل (١-١٠-٢) در این آرایش Lr حذف شده است.
برای ﲢریک فاز A، ترانزیستور T1 روشن می شود. مرحله ١، وقتی جریان فاز به میزان تعیین شده میرسد T1 خاموش شده و Tf روشن میشود، مرحله ٢، زمانی شروع میشود آه ولتاژ Cd به ولتاژ منبع dc میرسد، در این هنگام Tf روشن شده و جریان در فاز
ترانزیستور Tf و دیود D1 برقرار میشود (در این هنگام ولتاژ
دو سر سیمپیچ صفر است). وقتی جریان فاز باید خاموش شود T1
خاموش شده و Tf روشن ﳕیشود، در نتیجه ﲞشی از انرژی به خازن
Cd منتقل میشود و ﲞشی دیگر به انرژی مکانیکی تبدیل میشود، این مرحله ٣ است، و در این مرحله ولتاژ دو سر فاز ماشین برابر (vd-vo) خواهد شد.
مرحله ۴ زمانی آغاز میشود آه فاز آاملا خاموش شده است و انرژی داخل Cd میتواند برای ﲢریک فاز B یا فاز C استفاده شود، در این مرحله دیود DS خاموش شده و اجازه میدهد آه ولتاژ Cd به فاز دارای جریان منتقل شود در ﲤامی این مراحل آنﱰل مستقل جریان فازها امکانپذیر میباشد. فقط هنگامیآه جریان فازها با هم ﳘپوشانی دارند روشن آردن Tf باعث دیرتر خاموش شدن فاز درحال خاموش شدن خواهد شد. شکل موج عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها در شکل (٢-١٠-٢) نشان داده شده است.[34]
۵٣

شکل (١-١٠-٢) : مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد

شکل (٢-١٠-٢) : عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها
۵۴
٢-١١- مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک
شکل (١١-٢) یک مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک برای فازها را نشان میدهد، T1 قسمت بالای فازها را از منبع dc جدا میآند تا انرژی بتواند به خازن C1 منتقل شود، در غیر اینصورت جریان بهصورت هرزگرد در داخل فاز و دیود جاری خواهد شد، وقتی ﲞواهیم فاز A ﲢریک شود، ترانزیستورهای T1 و T3 روشن میشوند، هنگامیآه جریان به میزان تعیین شده رسید ترانزیستور T1 و T2
ﳘزمان یا به تنهایی خاموش خواهند شد. اشکال این مبدل عدم توانایی آنﱰل جریان بهصورت مستقل در هنگامیآه جریاا با هم ﳘپوشانی دارند میباشد، هنگامیآه فاز A در حال خاموش شدن است اگر فاز B یا C روشن شود جریان در فاز A بهصورت هرزگرد خواهد شد و ﲣلیه آن طولانیتر میشود.[39]

شکل (١١-٢) : (a) مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک
(b) عملکرد مدار
۵۵
٢-١٢- مبدل با حداقل تعداد سوئیچ و تغذیه ورودی متغیر
دو ﳕونه مبدل با (١(q+ ترانزیستور بررسی شدند، با وجود
ﳏدودیتهایی آه داشتند بهخاطر سادگی توپولوژی و خصوصیات
آنﱰلی جالب از آا استفاده میشود. این نوع مبدﳍا ﳘان ولتاژ منبع را به ادوات نیمه هادی اعمال میآنند اما توانایی آنﱰل جریان فازها را هنگامیآه جریاا با هم ﳘپوشانی دارند (وقتی یک فاز در حال خاموش شدن است فاز دیگر ﲞواهد روشن شود)
ندارند. نوع C-dump مشکل آنﱰل جریان بهصورت مستقل را حل
آرده اما ادوات نیمههادی باید ولتاژ بزرگﱰی را ﲢمل آنند،
ﳘچنین در مبدل C-dump گردش انرژی بیشﱰ است و تلفات بالاتر
میباشد. اشکالات فوق استفاده از این مبدﳍا را در عمل ﳏدود آرده است.
مبدل نشان داده شده در شکل (١٢-٢) با ﳘان تعداد ترانزیستور دیگر مشکل آنﱰل مستقل جریان فازها را ندارد.
ترانزیستور TC، دیود DC، سلف LC و خازن CC مدار آاهنده ولتاژ
DC ورودی را تشکیل میدهند. این مدار ولتاژ vdc ورودی را به vi
آاهش میدهد تا اینکه ولتاژ مورد نظر به سیمپیچ ماشین اعمل شود. با آاهش ولتاژ vi دیگر نیاز به سوئیچینگ ترانزیستورهای قدرت فازها ﳕیباشد و فقط یک بار برای اعمال ولتاژ به فاز روشن شده و یک بار هم برای خاموش شدن جریان، خاموش میشوند.
در نتیجه تلفات ناشی از سوئیچینگ ترانزیستورهای فازها و تلفات هسته به حداقل میرسد. ﳘچنین این مبدل خاموش شدن سریع فازها را درحالیآه حداآثر ولتاژ روی ادوات نیمههادی برابر ولتاژ DC تغذیه است فراهم میآند، درست برخلاف مبدل [28]C-dump
.
۵۶

شکل (١٢-٢) : مبدل با حداقل تعداد ترانزیستور و تغذیه ورودی متغیر
٢-١٣- مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost
در شکل(١٣-٢) یک مبدل با ولتاژ DC ورودی متغیر و با چهار عدد ترانزیستور و دیود نشان داده شده است. به ازای هر فاز ماشین فقط یک عدد ترانزیستور وجود دارد، این ترانزیستور با سیمپیچ فاز بصورت سری قرار گرفته و از خطای shoot-through
جلوگیری میآند. ترانزیستور TC، دیود DC، سلفL و خازن خروجی
C طبقه خروجی مبدل Buck-Boost را تشکیل میدهند. ولتاژ DC
ورودی به ماشین، Vi، میتواند از صفر تا دو برابر ولتاژvdc
تغییر آند تا ولتاژ مورد نظر را به سیمپیچهای ماشین اعمال
آند. بنابراین خاموش شدن سریع فازها با ولتاژ vdc ثابت امکانپذیر است، با روشن شدن ترانزیستور v1 ولتاژ vi به فاز A
اعمال شده و باعث ﲢریک این فاز میشود. وقتی T1 خاموش میشود صرفنظر از خاموش یا روشن بودن ترانزیستور TC، جریان از مسیر
D1 و منبع ولتاژ vdc و سیمپیچ فاز A جاری میشود، انرژی
ذخیره شده در خازن C در زمانی آه ترانزیستور TC خاموش است
میتواند به فازی آه قرار است روشن شود انتقال یابد، به ﳘین
۵٧
دلیل آنﱰل مستقل فازها در این توپولوژی امکانپذیر است.
برتری این مبدل نسبت به مبدلی آه طبقه خروجی آن بصورت Buck
آار میآند این است آه ولتاژ خروجی آه به فازها اعمال میشود میتواند بیشﱰ از vdc شود تا افزایش جریان در سیمپیچ در حال
روشن شدن سریعﱰ صورت پذیرد، این برتریها در این مدار مبدل
بهﳘراه افزایش ولتاژی است آه سوئیچ مدار مبدل ولتاژ باید
ﲢمل آند، این ولتاژ برابر ولتاژ dc ورودی به اضافه ولتاژ
خروجی مدار مبدل dc به dc میباشد و با فرض اینکه ولتاژ خروجی مبدل dc به dc دو برابر ولتاژ dc ورودی است. ولتاژی آه این ترانزیستور باید ﲢمل آند سه برابر ولتاژ dc ورودی میباشد، حتی برای حالتی آه ولتاژ خروجی مدار مبدل آوچکﱰ از ولتاژ ورودی است، میزان ولتاژی آه این ترانزیستور باید ﲢمل آند نسبت به مبدل Buck بیشﱰ میباشد.[39]

شکل (١٣-٢) : مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost
۵٨
٢-۴١- مبدل با (1. 5 q) سوئیچ و دیود
این مبدل در شکل (١۴-٢) نشان داده شده، آه آمﱰ از دو
سوئیچ برای هر فاز نیاز دارد و به ازای دو فاز سه عدد سوئیچ دارد، علاوه بر این در صورتی آه تعداد فازهای ماشین زوج باشد و بصورت غیرمتوالی در یک گروه قرار گرفته باشند امکان آنﱰل مستقل جریان فازها وجود دارد. در این مبدل سوئیچهای T5 و T6
هریک باید جریان دو فاز را از خود عبور بدهند بنابراین
میزان جریانی آه باید ﲢمل آنند نسبت به ترانزیستورهای T1 و
T2 و T3 و T4 بیشﱰ است، شکل موجهای مربوط به این مبدل در
هنگام آار در شکل -b)١۴-٢) نشان داده شده.[39]

شکل (١۴-٢) : (a) مبدل با (1.5q) سوئیچ
(b) عملکرد مدار
۵٩
٢-۵١- مبدل دو مرحلهای
آرایشی آه توانایی انتقال انرژی را بهصورت مستقیم از
سیمپیچهای فاز به منبع ولتاژ ac داشته باشد در شکل (١۵-٢)
نشان داده شده آه دو مرحله تبدیل ولتاژ در آن صورت میگیرد،
طبقه اول شامل یک مبدل آنﱰل شونده با شش عدد ترانزیستور و
شش عدد دیود است آه ورودی سه فاز 60 HZ را به خروجی ac تکفاز
و با فرآانس متغیر ارتباط میدهد، طبقه بعدی یک طبقه قدرت
بوده آه به وسیله آن هر فاز ﲢریک میشود بیشﱰ مدارات
راهانداز موتور رلوآتانس سوئیچ شونده به جز آا آه تغذیه
ورودیشان را باطری تشکیل میدهد ﳕیتوانند انرژی را مستقیماً
از ماشین به منبع ورودی منتقل آنند، این امر بهخاطر وجود یکسوسازهای دیودی و ﳏدودیت جریانی در خازای الکﱰولیتی میباشد. بنابراین فقط ﲞش آوچکی از انرژی به خازن برگشته و دوباره استفاده میشود. در نتیجه یک مقاومت باید موازی خازن واقع شود تا مانع از افزایش ولتاژ dc در آن شود، آه این خود باعث آاهش بازده میشود، در این موارد شارژ و دشارژ متناوب خازن باعث آاهش عمر آن میشود، مبدل مطرح در این قسمت فاقد خازن بوده و میتواند انرژی را مستقیماً از ماشین به منبع منتقل آند. اشکال این مبدل این است آه تعداد ترانزیستورها و دیودها در آن زیاد است و هزینه ساخت آن نسبت به سایر مبدﳍا بیشﱰ میباشد. و درجاهایی آه انرژی بازیافتی مورد توجه نباشد اقتصادی نیست. آاربردی آه میتواند مناسب باشد آنﱰل متغیر سرعت و تولید فرآانس ثابت از انرژی باد است.[22]
۶٠

شکل (١۵-٢) : مبدل دو مرحلهای
۶١
فصل سوم:
طراحی مدار راهانداز (DRIVER)
به روش مستقیم
۶٢
٣-١- مقدمه
موتورهای رلوآتانس به یک مدار راهانداز برای چرخش نیاز دارند. مدار راهانداز بستگی به مورد استفاده میتواند، بسیار ساده باشد. در عین حال آنﱰل سرعت موتور در یک حلقه بسته، حذف سنسورهای تعیین موقعیت روتور، آاهش ریپل گشتاور و ...
میتوانند بر پیچیدگی، حجم و قسمت مدار طراحی شده تأثیر بگذارند.
شکل (١-٣)، بلوک دیاگرام مدار آنﱰل یک موتور رلوآتانس را نشان میدهد.

شکل (١-٣) : بلوک دیاگرام مدار آنﱰل موتور
۶٣
٣-٢- سوئیچ و اﳌاای قدرت
روش متداول برای سوئیچ آردن سیمپیچهای موتور رلوآتانس استفاده از دو سوئیچ برای هر فاز میباشد و چون موتور طراحی شده سه فاز میباشد، ﲨعاً ۶ سوئیچ ترانزیستوری مورد نیاز میباشد. شکل (١-٢-٣) مدارد ساده هر فاز را مشان میدهد.
هنگامی آه سوئیچها روشن باشند ولتاژ تغذیه بر روی سیمپیچ فاز موجب عبور جریان از آن میشود. پس از خاموش شدن سوئیچها جریان سیمپیچ از طریق دیودها عبور میﳕاید و این جریان پس از مدت زمانی آه بستگی به L و R سیم پیچ دارد به ﲰت صفر میل میآند و سپس دیودها نیز خاموش میشوند.

شکل (١-٢-٣) : مدار ساده هر فاز
دیودها از نوع سریع میباشند. ترانزیستورهای سوئیچ میتوانند MOSFET یا IGBT باشند آهIGBT دارای خازن ورودی
آمﱰی است، در عین حال حداآثر ولتاژ شکست آا بالاتر از
MOSFET ها میباشند. افت ولتاژ بر روی IGBT برابر VCesat میباشد آه در حد 1.5 تا 2.5 ولت است در حالیکه افت ولتاژ بر روی MOSFET وابستگی به مقاومت درین وسورس دارد آه این مقاومت نیز وابستگی شدیدی به حرارت دارد. مدار ﲢریک گیت
۶۴
برای ترانزیستورهای MOSFET و IGBT یکسان میباشد. بنابراین میتوان این مدار را برای هر دو بکار برد.
با توجه به اینکه بیشﱰین تلفات در مدارهای سوئیچینگ در زمان روشن و خاموش شدن سوئیچ صورت میگیرد، بایستی زمان روشن و خاموش شدن ترانزیستورها را به حداقل رساند. از آﳒایی آه
ورودی این ترانزیستورها دارای یک خازن است، برای شارژ آردن
و دشارژ آردن آن نیاز به یک منبع با امپدانس خروجی آم
میباشد، برای این منظور از ترآیب دو ترانزیستور npn و pnp
استفاده میشود آه یک امیﱰ فالوور دو جهته میباشد، هم جریان دهی و هم جریان آشی مناسب دارد، با توجه به β بالاتر از 100
برای این ترانزیستورها در صورتی آه جریان بیس در حد 10mA در نظر گرفته شود، جریان خروجی این ترانزیستورها 1A خواهد بود.
در این صورت زمان روشن و خاموش شدن ترانزیستورهای قدرت در این مدار آمﱰ از 500ns میباشد. شکل (٢-٢-٣) مدار درایو ترانزیستورهای قدرت را نشان میدهد.

شکل (٢-٢-٣) : مدار درایو ترانزیستورهای قدرت
۶۵
٣-٣- سنسور تعیین موقعیت و سرعت موتور برای چرخش موتورهای رلوآتانس، بایستی هر آدام از فازهای
سه گانه با ترتیب و زاویه مشخص روشن شوند، این ترتیب و
زاویه بستگی به تعداد قطبهای روتور و استاتور و ﳏل قرار
گیری آا نسبت بههم دارد. به ﳘین منظور بایستی از یک ﳎموعه سنسور برای مشخص آردن این وضعیت استفاده ﳕود. یکی از روشهای متداول، استفاده از یک پره شکافدار به ﳘراه سه عدد فتواینﱰاپﱰ (Photo Interrupter) میباشد. فتواینﱰاپﱰ قطعهای است آه در آن یک فرستنده و یک گیرنده مادون قرمز وجود دارد. شکل (١ -٣-٣) مدار معادل یک مدل از آن را نشان میدهد.

شکل (١-٣-٣) : مدار معادل فتواینﱰاپﱰ
سه عدد از این قطعات الکﱰونیکی در زاویه 30° نسبت به هم
قرار میگیرند و یک پره شکافدار آه به ﳏور روتور متصل شده
است از میان آا میگذرد. شکافهای پره شکافدار بگونهای تنظیم شده است آه ﳘواره یک شکاف در مقابل یکی از سه فتو اینﱰاپﱰ
قرار میگیرد. بنابراین ﳘواره یکی از این سه سنسور، نور را
از خود عبور میدهد و از دو سنسور دیگر نور عبور ﳕیآند،
طراحی پره شکافدار بستگی به تعداد قطب روتور دارد. شکل (٢-٣ -٣) مدار آامل سنسورها را نشان میدهد.

شکل (٢-٣-٣) : مدار آامل سنسورها
۶۶
شکل موجهای ناشی از سنسورها برای سه فاز در شکل (٣-٣-٣)
مشاهده میشود.

شکل (٣-٣-٣) : شکل موجهای ناشی از سنسورها
از پالسهای ایجاد شده برای روشن آردن ترانزیستورهای هر
فاز استفاده میشود. ترتیب فازها بگونهایست آه موتور تنها در جهت راست میچرخد. برای چرخش در جهت چپ یک ﳎموعه ٣ تائی فتواینﱰاپﱰ دیگر نصب میشود. انتخاب جهت چرخش و ﳎموعه فتواینﱰاپﱰها توسط میکروآنﱰلر صورت میگیرد.
٣-۴- آنﱰل دور و حلقه فیدبک برای آنﱰل دور موتور بایستی جریان سیمپیچها را آنﱰل ﳕود،
برای این منظور از روش PWM استفاده میشود. در این حالت هر
آدام از پالسهای خروجی از فتواینﱰاپﱰها با یک موج پالسی
PWM آمیخته میشود و بدینترتیب زمان عبور جریان از یک
سیمپیچ و در نتیجه میزان جریان آن آنﱰل میگردد. هر چه نای
روشن ]یا یک بودنPWM [ بیشﱰ باشد جریان عبوری بیشﱰ است و
در نتیجه دور و گشتاور موتور بیشﱰ میشود. شکل (١-۴-٣) سه
شکل موج را نشان میدهد، اولی پالسهای سنسور موقعیت، دومی پالسهای PWM میباشد. سومین شکل موج در نتیجه AND آردن آن دو پالس میباشد آه به ترانزیستورهای یکی از فازها اعمال میگردد.
۶٧

شکل (١-۴-٣) : پالسهای PWM
فرآانس پالسهای ,PWM ثابت است و تغییرات نای پالس میتواند در یک حلقه فیدبک آنﱰل شود تا سرعت موتور ﳘواره با تغییر بار ثابت ﲟاند.[1] سرعت موتور از روی تعداد پالسهای موقعیت در ثانیه اندازهگیری میشود، برای این آار از مدار شکل (٢-۴-٣) استفاده میشود.

شکل (٢-۴-٣) : مدار سرعت موتور
ولتاژ VP متناسب با سرعت موتور است، مقاومتهای R1 و R2 و
مقدار خازن C بستگی به میزان تغییرات سرعت و مقدار سرعت و تعداد پالسهای فازها در ثانیه دارد. بدیهی است هرچه سرعت بالاتر باشد، تعداد پالسهای فازها در ثانیه بیشﱰ است و مقدار
R1 و R2 و C آوچکﱰ میشود. برای آنﱰل PI روی موتور از آنﱰل
۶٨
آننده شکل ٣-۴-٣ استفاده میشود. VP ولتاژ متناظر با سرعت میباشد و Vref ولتاژ مرجع متناسب با سرعت مرجع میباشد. Ve
ولتاژ خطا متناسب با اختلاف دو سرعت است.[29]

شکل (٣-۴-٣) : مدار آنﱰل PI برای پالسهای PWM از TL494 استفاده میشود. این IC دارای
یک مولد PWM است آه نای پالسهای آن توسط چند ورودی قابل
آنﱰل میباشد. شکل (۴-۴-٣) قسمتهای ﳐتلف این IC را نشان
میدهد. توسط پایههای ١ و ٢ و ١۵ و ١۶ و از طریق دو op-amp
داخلی میتوان ولتاژی را در پایه ٣ ایجاد آرد آه سطح این ولتاژ بین 0 تا ٣.٣ ولت تغییر میآند و تغییرات آن موجب تغییر
در نای پالس خروجی میگردد. op-amp، را میتوان در حلقه بسته و یا بهعنوان مقایسه آننده بکار برد. مدار حلقه فیدبک شکل ۴
-١٠ با استفاده از پایههای ١ و ٢ و یکی از op-amp ساخته میشود. از op-amp دوم برای ﳏدد آردن جریان موتور استفاده میشود. هنگامی آه جریان موتور از یک حد مشخص مثلا ١٠ آمپر بیشﱰ شود، ولتاژ در پایه ١۶ بیشﱰ از ولتاژ پایه ١۵ میشود و
۶٩
ولتاژ پایه ٣ تغییر می آند. بطوریکه موجب بسته شدن PWM در خروجی میگردد و بدینترتیب جریان ﳏدود میگردد.[26]

شکل (۴-۴-٣) : IC-TL494
پایه ۴ این IC برای Soft Start میباشد، اگر این پایه به آرامی
از ولتاژ +5v به ﲰت 0 ولت برسد. PWM نیز با ﳘان سرعت از %0
به %100 میرسد. از این پایه در زمان روشن آردن موتور در
ابتدای آار استفاده میشود.
٧٠
فصل چهارم:
روش های عملی کاهش
ریپل گشتاور
٧١
۴-١- بدست آوردن رابطه گشتاور از مدار معادل : SRM
با توجه به شکل (١-۴) ولتاژ اعمال شده به یک فاز برابر است با ﳎموع افت ولتاژ مقاومتی و میران شار پیوندی که با رابطه زیر داده می شود.
V R s i  d (dtNφ)

Nφ  L(θ,i)i

شکل (١-۴) : مدار معادل موتور رلوآتانسی
در این رابطه، L اندوکتانس بوده که تابعی از جریان سیم پیچ وموقعیت روتور می باشد
dL(θ,i) i di RsiL(θ,i) d{L(θ,i) i} V R s i  dt dt dt توان ورودی با رابطه زیر داده می شود :
pi Vi  Rs i 2 i 2 dL(dtθ,i)  L(θ,i)i dtdi

و می توان نوشت :
dL(θ,i) i 2 1  di L(θ,i)i2 )  L(θ,i)i 1 ) d 2 2 dt dt dt با استفاده از رابطه اخیر در رابطه pi خواهیم داشت :
٧٢
dL(θ,i) i 2 1 ,i)i 2 )  L(θ 1 ) d pi  Rs i 2  2 dt dt 2 رابطه فوق نشان می دهد که توان ورودی برابر است با ﳎموع تلفات مقاومتی که با Rsi2 داده می شود و انرژی ذخیره شده در داخل سیم پیچ که با رابطه 12 L(θ,i)i2 داده می شود ونیز توان فاصله هوایی , Pa که با رابطه زیر داده می شود :
dθ dL(θ,i) i 2 1  dL(θ,i) i2 1 P  dt dθ 2 dt 2 a wm  ddtθ

Pa  1 i2 dL(θθ,i) wm 2 d

توان فاصله هوایی، حاصلضرب گشتاور الکﱰو مغناطیسی و سرعت روتور می باشد که با رابطه زیر داده می شود
Pa  wmTe
با توجه به دو رابطه اخیر، گشتاور الکﱰومغناطیسی بدست خواهد آمد
dL(θ,i) i2 1  T dθ 2 e در رابطه فوق، dL(θ,i) ثابت گشتاور نامیده می شود و به خاطر dθ رابطه ای که اندوکتانس، L ،با موقعیت روتور و جریان سیم پیچ دارد ، یک کمیت غیر خطی می باشد.
۴-٢- بررسی رابطه L با موقعیت روتور : θ
با توجه به شکل (١-٢-۴) در مکان هایی که روتور واستاتور کاملا ﳘراستا هستند، ( (θ2 −θ3 و مکان هایی که روتور و استاتور کاملا غیر ﳘراستا هستند، ( (0 −θ1 و ( (θ4 −θ5 تغییر در اندوکتانس
٧٣
ﳔواهیم داشت. یعنی dL(θ,i) صفر می باشد، در نتیجه گشتاور در dθ
این نقاط صفر خواهد شد، حتی اگر سیم پیچ دارای جریان باشد.

شکل (١-٢-۴) : تغییرات اندوکتانس با موقعیت روتور
راه حل مساله فوق تغییر شکل مکانیکی روتور به ﳓوی است که در شکل (٢-٢-۴) نشان داده شده است. با این کار هیچ گاه اندوکتانس هنگام چرخش روتور مقداری ثابت ﳔواهد داشت، در نتیجه گشتاور صفر ﳔواهد شد.
٧۴

شکل (٢-٢-۴) : پایین شکل، روتور اصلاح شده
در مقایسه با روتور معمولی
۴-٣- بررسی تاثیر جریان بر : L
در جریاای که هسته موتور هنوز اشباع تغریبا شبیه ﳕودار (٣-۴) است. افزایش رفﱳ هسته موتور می شود، این امر در استاتور ﳘراستا هستند به خاطر کاهش gap

نشده، رابطه L و θ جریان سبب به اشباع جاهایی که روتور و مشهودتر است. با به
اشباع رفﱳ هسته، dθdL کاهش می یابد و این امر سبب افت گشتاور می شود.[36]

aslinezhad project

(2-6-2 استفاده از مدار اتصال کوتاه ( طول 44( 2

(7-2 آنالیز(تحلیل) مدار π شکل خط شاخهای دوبانده و مشاهده نتایج شبیهسازی46
فصل سوم: طراحی مدار میکرواستریپ فشردهT شکل دوبانده با
اندازه کاهش یافته.50
(1-3 دوبانده کردن مدار T شکل خط شاخهای کوچک شده با توجه به روند ارائه شده در
دو بانده کردن کوپلرπ شکل ( 900MHz و 51(2400MHz
(2-3 استفاده از برنامه کامپیوتری ساده جهت بدست آوردن پارامترهای مدار دو بانده52
(3-3 آنالیز(تحلیل) مدار T شکل دو بانده در چند محیط ( نرم افزار) مختلف و مشاهده
نتایج53
فصل چهارم: بررسی انواع مختلف DGS و اثرات آن بر روی
خطوط میکرواستریپ59
DGS (1-4 چیست60
( 2 – 4 مشخصات کلی 60 .DGS
( 3 – 4 کاربردهای 61DGS
٧
( 4 – 4 ویژگیهای 61DGS
( 5 – 4 اثر DGS دمبلی شکل بر روی خطوط میکرواستریپ....61
( 1 – 5 – 4 الگوی .DGSدمبلی شکل و ویژگی شکاف باند63
DGS ( 2 – 5 – 4 دمبلی پریودیک قویتر64
( 3 – 5 – 4 اندازهگیریهای مربوط به DGS دمبلی شکل..66
( 6 – 4 بررسی اثرات DGSهای هلزونی در تقسیم کننده توان بر روی هارمونیکها68
-7-4مدل مداری و هندسه DGS هلزونی غیرمتقارن70
( 8 – 4 حذفهارمونیکهادر مدار مقسم توان73
( 9 – 4 مشاهده اثرات DGS برروی کوپلر T شکل در یک باندفرکانسی78
( 10 – 4 مشاهده اثرات DGS برروی مدار دو بانده طراحی شده80
فصل پنجم:چگونگی استفاده از کوپلر بدست آمده در طراحی
سیرکولاتور82
(1-5طراحی سیرکولاتور83
(2-5مدار معادل برای سیرکولاتور با استفاده از یک ژیراتور و دو کوپلر83
فصل ششم:نتیجه گیری وپیشنهادات86
(1-6نتیجه گیری87
(2-6پیشنهادات88
٨
پیوست ها................................................................................................................................... 89
٩
فهرست مطالب
عنوان مطالبشماره صفحه

منابع و ماخذ. 93
سایتهای اطلاع رسانی97.
چکیده انگلیسی98
١٠
فهرست جدول ها
عنوانشماره صفحه

:(1-2)مشخصات الکتریکی وفیزیکی مدار در دو باند..47
(1-3) دو بازه فرکانسی و دو هدف مورد نظر پروژه..55
(2-3.) بازه بالا و پایین جهت optimom هدف.56
(1–4)مقایسه اثر DGSهای واحد و پریودیک با توزیع نمایی..66
١١
فهرست شکل ها
عنوانشماره صفحه

(a) ( 1 – 1) خط انتقال مرسوم (b) خط انتقال معادل با سری شدن یک خط و
استاب (c) مدل معادل المانهای فشرده برای محاسبه فرکانس قطع23
(a) ( 2 – 1) سرس خطوط انتقال کوچک شده با چندین استاب
باز (b) بزرگی پاسخ.25
( 3 – 1) نمایی از نرم افزار Serenade. RTL جهت بدست آورن طول
فیزیکی و پنهای خطوط.26
( 1-2 ) ساختار T شکل خط انتقال ربع طول موج30
( 2-2 ) منحنی رسم شده حاصل از برنامه کامپیوتری θ1)بر حسب32.(θ3
( 3-2 ) مدار چاپی خط شانهای T شکل34
S11 (a) ( 4-2)،S12،S13،(b) S14 پاسخ فازی مدار Tخط شاخهای35
(5-2) ساختار کوپلر خط شاخه ای یک بانده مرسوم.38
(a) ( 6 – 2) ساختار معادل پیشنهادی (b) خط شاخهای 38. λ4

S11 ( 7-2 )،S12،S13وS14 از کوپلر بدون استاب42
( 8-2 ) پاسخ زاویهS12وS14 برای مدار بدون استاب42
( 9-2 ) ساختار کوپلر پیشنهادی با استاب مدار باز44
١٢
( 10-2 ) ساختار کوپلر پشنهادی با استاب اتصال کوتاه ........................................................ 45
11-2 ) ) نتایج شبیه سازی .................................................................................. ...(S11) 47
12-2 ) ) نتایج شبیه سازی(S12و............................................................................ .(S13 48
( ( 13-2 نتایج شبیه سازی .................................................................................... .(S14) 48
14-2 ) )نتایج شبیه سازی (پاسخ فاز مدار با استاب باز) ................................................... 49
( (a) ( 1-3 شماتیک (b) مدار چاپی ................................ (designer, hfss) ansoft 55
( S11(a) ( 2-3،S12،S13وS14 مدار شبیه سازی شده در .....................................................................ADS (c) serenade (b) ansoft (a) 57
( 3-3 ) پاسخ فازی مدار دو بانده. ....................................................................................... 58
1-4 ) ) شمای مختلف H (a) DGS شکل T ( b)شکل (c)هلزونی شکل (d) دمبلی شکل. ......................................................................................................... 60
( 2-4 ) خط میکرواستریپ با εr = 15 و ................... ................................ h = 1/575 62
( 3-4 ) پارامترهای S مدار دوپورته.. ................................................................................ 62
( 4-4 ) مدار با DGS دمبلی شکل .. ............................................................................... 63
( 5-4 ) پارامترهای S مدار با DGS دمبلی شکل ............................................................ 63
( 6-4 (a) ( نوع (b) 1 نوع (c) 24 نوع DGS 3 دمبلی شکل ...................................... 65
( 7-4 ) پارامترهای S برای DGS دمبلی با انواع مختلف سایز. ....................................... 66
( 8-4 ) مقایسه پارامترهای S مدارهای (a) DGS نوع (b) نوع (c) 2 نوع 67 ............. ..3
١٣
( 9-4 ) خط میکرواستریپ با DGS هلزونی نامتقارن برروی زمین. ............................... 70
( 10-4 ) پارامترهای انتقال خط با DGS متقارن ( A = A' = B' = 3mm و نامتقارن A = 3/4m) و ............................................................................(B = 2/6 mm 71
11-4 ) ) فرکانس روزنانس ناشی از بر هم زدگی سمت چپ و راست خط بر حسب تابعی از ...................................................................................................................... .B/A 71
12-4 ) ) مدار معادل بخش DGS هلزونی نامتقارن ........................................................ 73
13-4 ) DGS (a) ( هلزونی نامتقارن برای حذف هارمونیک دوم و سوم (b) مدار معادل ساختار این ......................................................................................DGS 74
( 14-4 ) پارامترهای S مدار با DGS هلزونی بصورت EM و شبیه سازی شماتیک ........ 75
15-4 ) ) هندسیای از (a) مقسم توان ویل کنیسن معمولی (b) مقسم توان با DGS نامتقارن....................................................................................................................... 76
( 16-4 ) نتایج شبیه سازی (a) پارامتر S مقسم توان معمولی S (b) برای مقسم توان با ....................................................................................................................... ..DGS 77
17-4 ) ) مقسم توان willkinson با DGS هلزونی نامتقارن (a) روی مدار (b) پشت مدار...................................................................................................................... 77
( 18-4 ) نتیجه شبیه سازی مقسم توان با DGS هلزونی نامتقارن(.......... S12 ( b) S11 (a 78
( 19-4 ) مدار T شکل با استفاده از DGS هلزونی (a) یک بعدی (b) سه بعدی.......... 79
20-4 ) (a) ( نتیجه پاسخ شبیه سازی کوپلر با استفاده از اعمال (b) DGS بدون ١۴
استفاده از 80DGS
( 21-4 ) مدار چهار پورتی T شکل دوبانده با اعمال DGS دمبلی شکل در
شاخه خطوط..81
( 22-4) پارامترهای S حاصل از بکار بستن 81DGS
(1-5)نماد ژیراتور83
( 2-5)سیرکولاتور 4 پورته متشکل از دو مدار هیبریدی و زیراتور83
(3-5) سیرکولاتور ساخته شده با استفاده از دو کوپلر و یک ژیراتور84
(a)(4-5)،((b،((cو(:(dنتایج شبیه سازی سیرکولاتور85
(1-6)شبکه دو قطبی خطی. 91
١۵
چکیده:
در این پروژه سیرکولاتور دو بانده با ابعاد کوچک ارائه شـده اسـت. در طراحـی سـیرکولاتور مـورد نظـر از
کوپلر شاخه ای (BLC)1 میکرواستریپی دو بانده کوچک شده استفاده شده است . لذا در این پـروژه بیـشتر
بر روی چگونگی کوچک سازی و دو بانده کردن کوپلر شاخه ای میکرواستریپی با اسـتفاده از مـدارات T و
همچنین DGS2 متمرکز شده ایم . در کوپلر شاخه ای پیشنهادی از مدارات T در هر شاخه که دارای طـول
الکتریکی ±90 درجه در دو بانده می باشند ، استفاده شده است. از طرفی در صفحه زمـین در زیـر خطـوط
این کوپلر DGS هایی قرار دارند که با استفاده از این DGSها ، طول الکتریکی خطوط کاهش یافته و ابعاد
کوچکتر می گردند. کوپلر دو بانده کوچک شده توسط نرم افزارهایSerenadeوADS3وAnsoft تحلیـل
شده و نتایج شبیه سازی در این پروژه آورده شده اند. سپس با استفاده از کوپلرهای دو بانده کوچک شـده ،
سیرکولاتور مورد نظر طراحی گردیده است.

Branch line coupler١ Defected ground structure٢ Advance designe sys--٣
١۶
مقدمه:
امروزه تقاضا برای استفاده از عناصر دو بانده در صنعت مخابرات رو به افزایش است . سیستمهای مخابرات
با آنتن های دو بانده کاربرد زیادی دارند. سیرکولاتور یکی از عناصر اصلی در چنین سیستم هایی اسـت. بـا
استفاده از سیرکولاتور دو بانده می توان از یک تغذیه بین آنتن و سیستم مخـابراتی اسـتفاده نمـود. یکـی از
اجزای اصلی در ساخت سیرکولاتورهای چهار پورتی ، کوپلرهای هایبریدی و کوپلرهای شاخه ای((BLC
می باشند.
(BLC) از چهار خط انتقال به طول ربع طول موج مؤثر در فرکانس اصلی و هارمونیک هایی کار می کنـد.
.[1] ,[2]
معمولا این کوپلرها بزرگ هستند و سطح و فضای اشغال شده توسط آن ها زیاد است. در اکثـر کاربردهـای
امروز به خصوص در بردهای صفحه ای و میکرواستریپی ، این عیب محسوب می شود. لذا ، امـروزه روش
های مختلفی برای کوچک سازی و افزایش پهنای باند]٣[7- این کوپلرها ارائه شده است.
در مخابرات مدرن امروزی نیاز به اجزاء دو بانده بالاخص کوپلر BLC دو بانده ، می باشد تا مقدار عناصـر
مورد استفاده ،کاهش یابد.
] Hsiang٨[ از خطوط چپگرد برای دو بانده کردن کوپلر استفاده کرده است.BLC شامل خطـوط متـصل
شده به یک جفت المان موازی]١١[ گزارش شده است.
در این پروژه با استفاده از روشـهای کوچـک سـازیBLC و ترکیـب آن هـا بـا روشـهای دو بانـده سـازی
ابتداBLC با ابعاد کوچک در دو بانده 900Mhzو2400Mhz طراحی شده است سپس برای کاهش بیـشتر
سطحBLCصفحه ای ازDGS ها استفاده شده است.
١٧
گزارش ارائه شده از نمونه طراحی سیرکولاتور مورد نظر شامل قسمت های زیر می باشد:
در فصل اول کلیاتی در مورد مراحل انجام پروژه ،هدف از انجام مراحل کار ، پیشینه تحقیقهای انجـام شـده
در مورد مدارمورد نظر و روش کمی کار مورد بررسی قرار گرفته است.
در فصل دوم ابتدا نحوه افزایش پهنای باند کوپلرها ، کوچک سازی با استفاده از مدارT و استفاده از مـدارπ
بــرای دو بانــده کــردن کوپلربررســی شــده اســت. ســپس بــا اســتفاده از نــرم افزارهــای تخصــصی
مانندSerenadeوAnsoft مدارات ذکر شده تحلیل گشته و نتایج شبیه سازی آورده شده اند.
در ادامه کوپلر کوچک شده با استفاده از مدارT ، با توجه به روند ارائـه شـده در دو بانـده کـردن کـوپلر بـا
مدارπ ، در فصل سوم دو بانده شده و روابط حاصل برای دو بانده کردن آن به دست آمده است.
کوپلر به دست آمده با استفاده از نـرم افـزار ADSوSerenadeوAnsoft تحلیـل و بهینـه گـشته اسـت و
منحنی های مربوط به آن در این فصل آورده شده اند.
در فصل چهارم DGS به عنوان ابزاری برای کوچک سازی مدارات صفحه ای شرح داده شده و از آن برای
کوچکتر کردن ابعاد کوپلر دو بانده استفاده شده است . نتایج شبیه سـازی کـوپلر حاصـل ، نـشان داده شـده
است. چگونگی استفاده از کوپلر به دست آمده در طراحی سیرکولاتور در فصل پنجم شرح داده شده اسـت
و در آخر در فصل ششم نتیجه گیری و پیشنهاداتی برای ادامه کار آورده شده است.
١٨
فصل اول:
کلیات
١٩
(1-1 هدف
کوپلرهای شاخهای با بکار بستن استابها ( مدارباز – مدار کوتاه) نیزو با Cascade شدن یک سـری شـاخه
برکاستن حجم و بالا رفتن پهنای باند نقش بسازیی را دارند. همچنین المانهای فشرده به ما امکـان کـوچکتر
کردن مدار را میدهند و با عث افزایش باند میگردند منتهی برای ساخت مدار نهایی با کـاهش سـایز کلـی و
افزایش پهنای باند و بکار بردن کوپلینگ مناسب در سرهای مدار و ایزوله کردن پورتها از همدیگر مـیتـوان
از روش مناسب بکار بردن DGS و نتیجتاً افزایش اندوکتانس خطوط و در نتیجه اهداف مطلوب دسترسـی
پیدا کرد.
در این پروژه هدف کلی رسیدن به ساختار فشرده و نیز استفاده از مدار میکرواستریپی در دو بانـد فرکانـسی
دلخواه و نیز افزایش هر یک از باندهای فرکانسی می باشد. و عـلاوه بـر ایـن بـا بکـار بـستن ( defected
ground structure) DGS بر روی زمین مدار شاهد اثرات مثبت آن برروی دستیابی باند فرکانسی مورد
نظر و نتیجتاً کاهش سایز مدار و خواهیم بود.
(2-1 پیشینه تحقیق
با توجه به ساختار مدار این پروژه و هدف مورد نظـر تحقیقهـایی مـورد نظـر بـودهانـد کـه بیـشتر در بـاره
Compact و فشرده سازی المانها، افزایش پهنـای بانـد، از بـین بـردن هارمونیکهـای اضـافی و اسـتفاده از
DGS میباشد.
در[1] افزایش پهنای باند مدارهای هایبرید با استفاده از اتصال خطوط شاخهای و استفاده از اسـتابهای مـدار
λ
باز در دو انتهای خط میکرواستریپ و معادل قرار داده خط با خط انتقال 4 جهت کاهش ابعاد مورد بررسی

قرار گرفته است.
٢٠
فعالیتهای گستردهای در جهت طراحی و بکاربردن کوپلرها و سـیرکولاتورهای صـفحهای فـشرده دردو بانـد
مورد دلخواه بعنوان مثال در پروژه - ریسرچ[2]انجام گردیده است که در فصل دوم نتایج حاصل از شـبیه سـازی ایـن
گونه کوپلرها و استفاده از ماترسیهای انتقال و نوشتن برنامه کامپیوتری جهت استفاده در دو فرکانس دلخـواه
مورد بررسی خواهند گرفت.
در مورد کاهش بیشتر سایز کوپلرها در حدود 45% مقدار کوپلرهـای مرسـوم خـط شـاخه ای و بـا مـدل T
شکل فعالیتهایی در مقالات گوناگون [3] تنها در یک باند فرکانسی مطرح گردیده است که در فصل بعدی
نیز این پروژه - ریسرچو نتایج شبیه سازی آن با نرمافزارهای گوناگون مورد بررسی قرار می گیرند.
یکی از مسائل مهم در چند قطبیهای میکرواستریپ مسئله کاهش اندازه بـوده کـه بـا توجـه بـه اسـتفاده از
المانهای باند و کاهش حجم مدار نیز استفاده از (defected ground structure) DGS مـیباشـد. ایـن
کار باعث از بین بردن هارمونیکهای اضافی و نتیجتاً کاهش اندوکتانس مدار و بالا بردن پهنای باند و کاهش
سایز مدار با کم کردن المانهـای مـوازی مـیگـردد. در ایـن زمینـه نیـز فعالیـتهـای گـسترده و اسـتفاده از
DGSهای مختلف صورت گرفته است [2]و[4]و[21]و .[22]
که اثرات تک DGS و نیـز DGS دمبلـی پریـود یـک را بـر روی پارامترهـای اسـکترینگ یـک خـط
میکرواستریپ دو پورتی ،بررسی شده است.
همچنین در[21] کاربرد DGS برروی خطوط یک کوپلر و تأثیر آن برروی پاسخ شبیه سـازی بـرروی ایـن
مدار در نرمافزار Ansoft بررسی گردیده است.
علاوه[23] نیز اثرات DGS هلزونی برروی حذف هارمونیکها و پهنای باند در یک تقسیم کننده توان ویـل
کینسن را مورد بررسی قرار داده است که در این پروژه در انتهای از این نوع DGS در زیـر خطـوط کـوپلر
خط شاخه ای تک بانده استفاده گردیده و نتایج آن آورده شده است.
٢١
و اثرات شکلهای گوناگون [21]DGSو[22]و[23]و مدل کردن مداری آنها بـرروی کـوپلر، سـیرکولاتور و
تقسیم کنندههای توان و به طور کلی خطوط میکرواستریپ را بررسی میکنند که در فصلهای بعـدی در ایـن
مورد به طور مفصل توضیح داده شده و نتایج حاصل از شبیه سازی نیز آورده شده است.
( 3 – 1 روش کار و تحقیق
در این پروژه روش کار و تحقیقهای انجام شده جهت رسیدن به هدف مورد نظر یعنـی اسـتفاده از دو بانـد
فرکانسی دلخواه کاهش حجم مدار بالابردن ضریب کوپلینگ نیز بـه صـورت اسـتفاده از مراجـع و منـابع و
مشاهده نتایج حاصله از این کارها بوده و بعد از برقراری لینک مورد نظر این منبع مـورد بررسـی بـا هـدف
نهایی به آیتم بعدی پروژه - ریسرچمربوط به مرجعهای اولیه پرداخته شده است. در بخشهای بعدی این مراحل عنوان
میگردند.
( 1 – 3 – 1 بررسی هایبرید خط شاخهای فشرده باند پهن:
در این مرحله نیز خط میکرواسـتریپ Zc4 بـا طـول الکتریکـی θ نیـز کـه در شـکل (1 – 1) (a) مـشاهده
میگردد به صورت یک خط انتقال مرسوم با المانهای توزیع شده فشرده معادل آن نیز مدل گردیده است[9]
و با بکار بردن فرمول ماتریس ABCD5 مدار معادل مشاهده شده در شکل (1 – 1) ( b) میتوانـد اسـتنباط
گردد. با معادلات ماتریس ABCD در شکل (1 – 1) به نتایج زیر دسترسی پیدا میکنیم.
(1 – 1)
JB01  J tan θ01 / Z 01

امپدانس خط معادل
ماتریس انتقال خط
٢٢
که B01 امپدانس ورودی استاب مدار باز است و٠١θ طول الکتریکی استاب مدار باز است.
و با در دست داشتن ادمیتانس ورودی استاب مدار باز شکل (b ) ( 1 – 1) به معادلات زیر میرسیم
(2 – 1) cosθs −cosθ B01  Z c sin θ (3 – 1) Zc sinθ Zs  sinθs که ≤θs≤θ≤1٠ می باشد و همانطوری که در شکل((1-1 دیـده میـشود θs طـول خـط بـین دو اسـتاب در
مدارπ است.

شکل (a ) (1 – 1) خط انتقال مرسوم (b) خط انتقال معادل با سری شدن یک خط و استاب (c) مدل معادل المانهای فشرده برای محاسبه فرکانس قطع
٢٣
ما همچنین میتوانیم فرکانس قطع برای ساختار فیلتر مانند شکل (b ) ( 1 – 1) و مـدار معـادل آن در شـکل
(c) (1-1) به صورت زیر بدست آوریم:
(4 – 1)
1 Wc  Leq Ceq
(5 – 1)
1  Wc )ZsSinθs tan(θs / 2)  Cosθs − Cosθ 2( W0 Zs Zc Sinθ
که در Wc فرکانس قطع مدار معادل نشان داده شده شکل (b ) ( 1 – 1) و Wo فرکانس کار مرکـزی مـدار
مورد نظر با المانهای فشرده معادل 7Ceq, Leq6 میباشند.
حال در اینجا برای بالا رفتن پهنای باند و عریض کردن باند فرکانسی دلخواه، با استاب مدار بـاز بـه خـوبی
طول واحد خطوط سری با یکدیگر بوده و مدل کردن خط میکرواستریپ با خطوط معـادل بـا اسـتابهـای
مدار باز سری همانطور که در شکل (2 – 1) نشان داده شده باعث کم شدن امپدانس استاب بـاز و افـزایش
فرکانس قطع (fc) میگردد.

۶ سلف ٧خازن معادل
٢۴

شکل((a) ( 2 – 1 سری خطوط انتقال کوچک شده با چندین استاب باز (b) بزرگی پاسخ
با مشاهده پارامترهای S این مدار در شکل (b ) (2 – 1) از این مدارات میتوان جهت بالا بردن باند فرکانس
و نیز استفاده مدار دو باند فرکانسی دلخواه،اسنفاده گردد.
( 2 – 3 – 1 بررسی کوپلر خط شاخهای دو بانده(:(2000/900
در اینجا نیز با ایده گرفتن از کار قبلی و استفاده از ماتریسهای ABCD که در فصل بعدی آورده شده زمینه
جهت استفاده از کوپلر خط شاخهای Tشکل با حجم کم و باند فرکانسی دو بانده کـه در فـصل سـوم آمـده
فراهم میگردد.
٢۵
( 3 – 3 – 1 شبیه سازی کوپلر دو بانده خط شاخهای T شکل
در این قسمت با ایده گرفتن از روشهای قبلـی کـه در فـصلهای بعـد توضـیح داده مـیشـود از ماتریـسهای
ABCD استفاده شده و بعد از نوشتن برنامه کامپیوتری زمینه جهت استفاده از المانهای فـشرده در دو بانـد
فرکانسی دلخواه فراهم گردیده است. از بدست آوردن مقادیر Z و θ که امپدانس مشخصه خطـوط و طـول
الکتریکی آنها هستند با استفاده از فرمولهای موجود در بازههای مختلف که در منابع مختلـف هـم آمـدهانـد
طول و پنهای خطوط چند پورتی مورد نظر بدست میآید که در این پروژه از serenade استفاده شده است
و این مقادیر با دادن فرکانس کار، مشخصه دی الکتریک مورد نظر و امپدانس و طول الکتریکی خط نیـز بـه
سادگی بدست میآیند. در شکل (3 – 1) شمای کلی این نرم افزار آمده است.

شکل :(3 – 1) شمایی از نرمافزار serenade جهت بدست آوردن طول و پنهای خطوط
٢۶
با بستن مدار فوق در نرم افزارهای مختلف نتـایج شـبیهسـازی را مـشاده و در صـورت عـدم نتیجـهگیـری
همانطور که در فصل سوم آمده آنرا optimum میکنیم. در نهایت با ایده گرفتن از کارهای انجـام شـده در
مقالات مختلف DGS های گوناگون را بکار گرفته و نتایج حاصل از آن را آوردهایم.
٢٧
فصل دوم:
تقریبی برای طراحی و بکار بستن کوپلر خط شاخهای
تک بانده و دو بانده وTشکل
٢٨
(1-2 مدار خط شاخهای اندازه فشردهT شکل
دراینجا هدف طراحی کوپلر و در نهایت سیرکولاتور خط شاخهای بهم پیوسـته بـدون اسـتفاده از المانهـای
توده میباشد. اندازه کـوپلر پیـشنهادی تنهـا 45درصـد کوپلرهـای خـط شـاخهای مرسـوم در فرکـانس 2/4
گیگاهرتز میباشد.
اندازه المانهای این نوع کوپلر میتوانند به راحتی با استفاده از عمل قلم زنـی بـرد مـدار چـاپی بـه صـورت
واقعی کشیده شده و برای سیستمهای ارتباطی بیسیم بسیار مفید و پرکاربردند. چرا که اخیراً سیستم ارتبـاط
بیسیم در جهت اهداف کوچک کردن و پائین آوردن هزینه بـه قطعـات کـوچکتری نیـاز دارنـد. از ایـن رو
کاهش اندازه از اهداف قابل توجه در بکاربستن این طراحی میباشد. در پایینترین باند فرکانس مایکروویو،
اندازه کوپلر خط شاخهای مرسوم جهت استفاده عملی بسیار پیچیده و بزرگ است. تکنیکهای زیادی جهـت
کاهش سایز این گونه کوپلرها گزارش شده است. ترکیب خط انتقال با امپدانس بالا و خازنهای فشرده شنت
شده به آنها نیز مورد بررسی قرار گرفته اند.در این موارد خازنها با عایقهایی خاص، مورد نیاز مدارهای شنت
میباشند که در بحث بعدی جهت دو بانده کردن کوپلرهای خط شاخهای πشکل توضیح داده میشود.
مرجع[11] کوپلر خط شاخهای درخطوط میکرو استریپ تک لایه از فلز بدون هیچ گونه المان فـشرده شـده
واضافی ̦ سیمهای اتصال را پیشنهاد می کند.اندازه این گونه کوپلرها حدود 63درصـدطراحی هـای مرسـوم
میباشد. هرچند که قسمتهایی که ناپیوستگی در داخل کوپلر بوجود میآورند نیز همان ناپیوستگیهای ناشی
از اتصال مدارهای استاب شنت مدار باز یا کوتاه میباشند کـه باعـث بوجـود آمـدن مـشکل (over lap)8
میگردند. بنابراین ما در فصل بعدی روی طراحی یک کوپلر خط شـاخهای T شـکل جمـع و جـور جدیـد

٨هم پوشانی
٢٩
متمرکز خواهیم شد و در قسمت بعدی آنها را در کوپلرهای واقعی بکار برده و به تحلیـل و بهینـهسـازی آن
میپردازیم.
این نوع کوپلرها بدون استفاده از هیچ گونه المان فشرده، سـیم و قطعـه ای، مـیتواننـد بـه سـادگی بـرروی
سابستریتها ساخته شوند و در مقایسه با مدارات مرسوم طراحی شده اطلاعات را بخـوبی آشـکار مـیکننـد،
همچنین هماهنگی نزدیک و خوبی ما بین نتایج شبیهسازی و اندازه گیری شده مشاهده می گردد.
روش مرسوم ومعمولی جهت آنالیز کوپلر T شکل خط شاخهای بر روی استفاده از آنالیز مد نرمال است کـه
در اینجا ما از آن استفاده کردیم و این بدلیل ساختار هندسی آن نیز میباشد.
هر چند که خط با سایز کاهش یافته با طولی کمتر از λ / 4 اندوکتانس و ظرفیت پائینتـری را دارد، منتهـی
جبران اندوکتانس بوسیله افزایش امپدانس مشخصه خط و جبران ظرفیت نیـز بوسـیله اضـافه کـردن خـازن
شنت متصل شده [15] C میباشد. در این پـروژه خـازن C نیـز بوسـیله یـک خـط اسـتاب مـدار بـاز [9]
جایگزین گردیدهاست و معادل آنرا در مدار T شکل قرار دادهایم.

شکل(:(1-2ساختار T شکل خط انتقال ربع طول موج
ساختار T شکل معادل معمولی از یک خط کاهش یافته در شکل (1-2)نـشان داده شـده اسـت کـه در ایـن
شکل Z1،Z2،Z3وθ1،θ2وθ3 امپدانس مشخصه خطوط و همچنین طول الکتریکی آنها را نـشان مـیدهنـد.
لزومی ندارد که جایگاه خط با طول الکتریکـی((θ2 مـدارباز در وسـط خـط کـاهش انـدازه یافتـه مـا بـین
٣٠
Z1وZ2قرار داشته باشد. روابط ما بین این عناصر یعنی امپدانس مشخصه و طولهای الکتریکی را مـیتـوانیم
بوسیله ماتریس ABCD آنها تخمین بزنیم.
با استفاده از روابط قبلی برای طراحی یک کوپلر خط شاخهای πشکل مرسوم در اینجا با معـادل قـرار دادن
ماتریس آن با امپدانس مشخصه خط با طول θ = ±90° و ±ZT داریم:
3 Sinθ 3 JZ 3 Cosθ 1 0 Sinθ JZ Cosθ A B (1-2) j 1 1 1 j Cosθ3 Sinθ3 1 JB Cosθ1 Sinθ1 D  C Z3 2 Z1 (1-2) jB2  jTanθ2 / Z 2 (3-2) N Z1 Z3 (4-2) K Z1 Z 2 (5-2) M Z1 ZT از طرفی با معادل قرار دادن ماتریس فوق با ماتریس خط 90° داریم.
JZT
0(6-2)

0 JZT Sinθ j  Cosθ Z T
Cosθ B A Sinθ j  D C T Z و پس ساده سازی چهار معادله به صورت زیر خواهیم داشت:
(7-2) Cosθ1Cosθ3 − KTanθ2 Sinθ1Cosθ3 − NSinθ1 Sinθ3  0 (8-2) N Cosθ1Sinθ3 − KTanθ2Sinθ1Sinθ3  NSinθ1Cosθ3  M ٣١
(9-2) Tanθ2Cosθ1Sinθ3  Cosθ1Cosθ3  0 K Sinθ1Sinθ3 − 1 − N N (10-2) Sinθ1Cosθ3  KTanθ2Cosθ1Cosθ3  NCosθ1Sinθ3  M با ساده سازی روابط فوق دو معادله زیر را خواهیم داشت:
N 2 M 2 2 − N M 3  Tanθ Tanθ Tanθ N) ,Cotθ ) Tanθ Cotθ 2(11-2) M N N 1 3 1 3 1 (12-2) ( 2 − N 2 M 3 ( Tanθ 2  ) Tanθ 2 − N 2 M 3 ( 3  Sinθ Tanθ2Cosθ K KN MN M معادلات (11-2) و (12-2) نیز مقادیر θ1 و θ2 وθ3 را تحت شرایطی که M و N را داشـته باشـیم بـه مـا
میدهند. برای سادگی کار در اینجا Z1 را برابر Z3 در نظر میگیریم. طـول الکتریکـی θ1 بـر حـسب طـول
الکتریکی θ3 برحسب مقادیر مختلف M رسم گردیده است که در شکل (2-3) نیز آمـده اسـت. در اینجـا
نیز برنامه سادهای با نرم افزار مطلب نوشـته شـده(پیوسـت الـف-(1 و بـه ازای مقـادیر مختلـف N و M
میتوان به ازای θ1 های مختلف مقادیر θ2 و θ3 را بدست آورد.
١θ

٣θ
شکل θ1:(2-2) بر حسبθ3
٣٢
واضح است که طول الکتریکی کل خط کوچک شده( (θ= θ1 + θ3 با افزایش مقدار M نیز کاهش مییابد.
جایگاه خط استاب مدار باز شده در داخل کوپلر خط شاخهای تحـت شـرایط خـاص نیـز تحمیـل گردیـده
است. مقدار طول الکتریکی (θ2) ما بین مقادیر θ2 و θ میباشد. جهت جلـوگیری از مـشکل هـم پوشـانی

(Over lab) خط استاب باز را به انتهای خط اتصال کوتاه وصل میکنیم. θ1 و θ3 به ازای مقادیر شناخته
شده M به یکدیگر تبدیل شده در حالیکه حالت معادله (12-2) تحت N = 1 بدون نغییر باقی میماند. ایـن
نتایج به توانایی دو رابطه بدست آمده اشاره دارد. با بدست آوردن مقـادیر θ1 و θ3 و بـا داشـتن معادلـه
(12-2) مقادیر θ2 وZ2 محاسبه میگردند.
(2-2 طراحی و بکار بستن مدار T شکل و رسم منحنی مشخصه آن
با روشی که در بالا توضیح داده شد به سادگی میتوان انـدازه کـوپلر خـط شـاخهای مرسـوم را کـاهش داد
سابستریت مدار فوق دارای ویژگیهای زیر میباشند:
metal thickness =0 .02mm و h = 0.8mm و Tanδ  0.022 و εr  4.7
امپدانس مشخصه کوپلر خط شاخهای مرسوم 35 اهم در خط اصلی و در شاخه عمودی 50 اهم میباشند.
جهت کاهش دادن اثر افت هادی، افت تشعـشعی و جلـوگیری از مـدهای مـزاحم انتـشار نیـز پهنـای خـط
میکرواستریپ محدود شده و این امر با محدود کردن مقدار امپدانس مشخصه موثر واقع میگردد.
در ابتدا پارامترهای خط کوتاه شده اصلی ( افقی) را بـرای M=1/7 و بـا درنظـر گـرفتنθm1=17° بدسـت
میآوریم که از شکل θm3 = 48 °(2-2) حاصل میگردد. با قراردادن اطلاعات فـوق در رابطـه (12-2) و
٣٣
در نظر گرفتن k=2/6 مقدار θm2=39° (طول الکتریکی استاب باز خط اصـلی) بدسـت مـیآیـد. بـه طـور
مشابه پارامترهای خط شاخهای کاهش یافته را هم بدست میآوریم.
θb2=31 ْ θb3=58 ْ M=1/5 k=3/3 θb1=16
با در دست داشتن مقادیر فوق از نرمافزار Serenade جهت بدست آوردن ابعـاد مـدار چـاپی ) W پهنـای
خطوط) و ) L طول خطوط) اسـتفاده مـیکنـیم. بعـد از بدسـت آوردن ابعـاد فـوق، مـدار را بـا نـرمافـزار
Ansoft designer ترسیم نموده و بعد از تحلیل مدار فوق نیز نتایج اندازهگیری شده را بدست میآوریـم.
مدار چاپی آن در شکل (3-2) نشان داده شده است. و نتایج شبیهسازی در شکلهای (a) (4-2) و (b) نشان
داده شده است.

شکل :(3-2)مدار چاپی خط شانهای T شکل
٣۴

(a)

(b)
شکل S11:(a)(4-2)،S12،S13وS14 و(:(bپاسخ فازی کوپلر خط شاخه ای
مشاهده می شود S11 وS14 در فرکانس مرکزی کمتر از -20dB وS12 وS13 حدود -3dB میباشند.
حال با توجه به نتایج شبیه سازی اندازه گیری شده مستقیم و توان کوپل، افت بـالا بوسـیله سـاختار فلـزی و
افت تشعشعی دیده نمیشود . حوزه مدار کاهش یافته در مقایسه با کوپلر خط شاخهای مرسوم بـشتر از 55
درصد میباشد.
٣۵
مادر بخشهای بعدی مدار فوق را با اسـتفاده از بکـار بـستن (Defected ground structure)
DGS نیز مورد بررسی قرار خواهیم داد و اثرات DGS بر روی نتایج شبیهسازی مورد بررسی قرار خواهند
گرفت.
٢( 3 – کوپلر خط شاخهای π شکل
طراحی یک کوپلر خط شاخهای جدیدی که میتواند در دو فرکانس دلخـواه کـار کنـد از ویژگیهـای مـدار
پیشنهادی اندازه فشرده و ساختار شاخهای میباشد. فرمولهای طراحی روشن و واضـحی از ایـن مـدار بیـان
گردیده، چرا که موضوع مجهولات آن از قیبل امپدانس شاخههای خط مشخص گردیده اند.
فعالیتهایی جهت بررسی و رسیدگی نتایج شبیهسـازی شـده و انـدازه گیـری شـده از عملکـرد کـوپلر خـط
شاخهای میکرواستریپ در فرکانسهای 0/9 الی 2 گیگا هرتز انجام شده است.
کوپلرهای خط شاخهای از معروفترین مدارات پسیو استفاده شده در کاربردهای موج میلیمتری و میکرویـو
میباشند.
هایبریدهای λ / 4 طول موج [10] ,[9] مثالهای خوبی هستند که در باند فرکانسی مناسب دامنـه مـساوی و
فاز 90° در خروجی ایجادی میکنند. آنها عموماً در تقویت کنندههای بالانس شده و میکسرها برای بدسـت
آوردن یک افت برگشتی خوب استفاده شده و در جهت حذف سیگنالهای ناخواسته بوده، اگرچه بـه خـاطر
طبیعت ذاتی باند باریک ، طرح مرسوم بر روی خط انتقال λ / 4 بنا نهـاده شـده، کـاربردش در سیـستمهای
چند بانده و باند وسیع محدود گردیده است.
در سالهای اخیر، گزارشهای متفاوتی در رابطه با افزایش و بالا بردن پهنـای بانـد[11] و تکنیکهـای مـوثر در
کاهش سایز [14] ,[12] در مقالات مختلف عنوان گردیده اسـت. طراحـی کـوپلر خـط شـاخهای بـر روی
٣۶
المانهای توزیع شده فشرده بنا گردیده و همچنین برای کاربردهایی در دو باندفرکانسی نیز پیـشنهاد گردیـده
است. در [16] مولف یک ساختار صفحهای جدید را برای طراحی کوپلرهای خط شـاخهای دو بانـد عنـوان
کرده است هرچند مدار پیشنهاد شده از اشکالات زیر برخوردار می باشد:
-1 پهنای باند محدود ( کمتر از (10MHz
-2 افت داخلی و برگشتی بهینه نشده
-3 فضای اشغالی سابستریت آن خیلی بیشتر از کوپلرهای مرسوم بوده ( برخی از خطوط شاخهای، طولی به
اندازه 0/5λ را دارند)
درطرح پیشنهادی، تمام خطوط شاخهای تنها دارای طول λ / 4 بوده ( اندازه فشرده) و در فرکانس میـانی دو
تا باند فرکانسی بکار بسته شده، همچنین در مقایسه با طرح ذکر شده قبلی پهنای باند عملکرد وسیعتـری را
( > 100MHz ) ایجاد میکند، همچنین ایزولاسیون بین پورتهای بهتر و افت داخلی و برگشتی بهینـه تـری
را دارد ( بخش بعدی).
در قسمت بعد جهت آنالیزکردن، فرمولهای یک کوپلر خط شاخهای با فرمولهای واضح و روشـن نـشان داده
شده، در نهایت جهت رسیدگی و تحقیق، نتایج اندازهگیری و شبیهسازی شده ساختار کوپلر خـط شـاخهای
درباند فرکانسی (900/2000)Mhzکه با تکنولوژی میکرواستریپ ساخته شده آورده شده است.
( 4 – 2 فرموله کردن با استفاده از ماتریس خطوط انتقال
٣٧
شکل (5-2) طرح یک کوپلر خط شاخهای تک باند مرسوم توسط بخشهای خطوط انتقال بـا طـول λ / 4 را
نشان میدهد. در شکل (6-2) مدار معادل برای یـک خـط انتقـال λ / 4 پیـشنهاد شـده کـه شـامل خطـوط
شاخهای به طول الکتریکی θ و امپدانس مشخصه ZA بوده و به جفت المان موازی (jY)9 متصل گردیده.

شکل(:(5-2ساختار کوپلر خط شاخه ای یک بانده مرسوم

(a)

(b)
شکل((a):(6-2ساختار معادل پیشنهادی (b).خط شاخه ای λ / 4

٩ مقدار ادمیتانس خط
٣٨
حال جهت تحلیل ساختار پیشنهادی با در نظر گرفتن عدم افت و بکار بردن فرمـول ماتریـسها، پارامترهـای
ABCD ساختار پیشنهادی نشان داده شده در شکل((a)(6-2 بصورت زیر بیان میگردد.
(13-2) 0 jZ A Sinθ 1 0 Cosθ 1 Cosθ 1 jY 1 jYA Sinθ jY که این ماتریس در نتیجه به ذیل منتج می گردد.
jZASinθ Cosθ −ZAYSinθ (14-2) Cosθ −ZAYSinθ 2ZAYCotθ) 2 2 (1−ZA Y jYASinθ و نیز ماتریس بالا به صورت زیر خلاصه میگردد.
±jZT 0 jZASinθ 0 (15-2) 0 ±j  1 0 j Z T A Z Sinθ با معادل قرار دادن ماتریسهای بالا داریم:
Z A Sinθ ±ZT(16-2)
Cotθ
Y(17-2)
Z A
معادله (15-2) نشان میدهد که ساختار پیشنهاد شده معادل با بخشی از خط انتقـال بـا امپـدانس مشخـصه
ZT± و طول الکتریکی θ = ± 90° میباشد. مطابق با عملکرد یک مدار دو بانده (Dual – band) شـرایط
لازم ممکن است به صورت زیر داده شود.
٣٩
(18-2) Z A Sinθ1 ±ZT
(19-2) Z ASinθ2 ±ZT
کهθ1 و θ2 طولهای الکتریکی معادل شده خط شاخهای در باند فرکانسی مرکزی f1 و f2 میباشد.
روش معمولی حل معادلات (18-2) و (19-2) به صورت زیر میباشد:
3.......و2وn=1
(20-2) θ2  nπ −θ1 (21-2) f1  θ1 f2 θ2 (22-2) (1 −δ) nπ θ1  2 (23-2) (1 δ) nπ θ2  2 (24-2) f2 − f1 δ  f 2 f 1 در نتیجه طول الکتریکی خط شاخهای معادل شده در فرکانس مرکزی (θo)به صورت زیر تعیین میگردد
(θ0 ) = θ1 2θ2  n2π(25-2)

با قرار دادن معادلات (22-2) و (23-2) در معادلات (16-2) و (17-2) خواهیم داشت:
(26-2) ZT Z A  ( nδπ Cos( 2 ۴٠
nδπ ( tan( 2 f1 , f  Z A (27-2) y  nπδ ( − tan( 2 f2  , f Z A برای مقادیر 5.....و3وn=1 (28-2) ZT Z A  ( nδπ Sin( 2 nδπ ( −Cot( 2 f1  , f ZA (29-2) y  nπδ ( Cot( 2 f2 , f  ZA برای مقادیر..... 6و4وn=2 در معادلات بالا مقادیر مدار معادل داده شده بـرای دو بانـد فرکانـسی دلخـواه f1 وf2 کـه همـان y و ZA
هستند به دست میآیند.
(5-2 نتایج شبیهسازی مدار π شکل بدون استفاده از استاب
با در نظر گرفتن امپدانس خطوط عمودی zo=50Ω وخطوط افقی35 و طول الکتریکی 90درجه و نیـز قـرار
دادن آنها در serenade مقادیر طول(( L و پهنای خطوط (w) را بدست آورده و بادر نظـر گـرفتنf=1/45
و بستن مدار در قسمت شماتیک نتایج حاصل را می بینـیم.در شـکلهای((7-2 الـی (8-2) نتـایج حاصـل از
شبیه سازی کوپلر بدون استفاده از المانهای شنت در فرکانس مرکزی نشان داده شده است.
۴١


شکل(S13 ̦S12 ̦ S11:(7-2 وS 14 کوپلر بدون استاب
مشاهده می کنیم مادیرS11و S12 در فرکانس مرکزی کمتر از -20dB بوده یعنی پورت 1 از 4 ایزوله است
وS13وS12 حدوداً dB٣- می باشد .

شکل(:(8-2زاویهS 12 و S14 برای مدار بدون استاب
۴٢
(6-2 تحقق جهت دوبانده کردن مدار
دربخش قبل روش مشخصی برای طراحی یک کوپلر دو بانده (dual – band) به صورت فرمـولی تحلیـل
و تجزیه گردید. نتایج نشان میدهند روشهایی جهت انتخاب مقدار n و همچنین راههای مختلف در بدسـت
آوردن مقادیر المان شنت با ادمتیانس ورودی (Y) که در معادلات (27-2) و (29-2) توضیح داده شده بودند
وجود دارد.جهت معادل سـازی و نـشان داد ن توپولـوژی دو تـا مـدار در اینجـا مقـدار n را یـک در نظـر
میگیریم.
(1 -6-2 استفاده از استاب مدار باز ( ربع طول موج)
با استفاده از معادلات (22-2) و (23-2) ادمیتانس ورودی یک استاب مدار باز بـه صـورت زیـر مـیتوانـد
باشد.
δπ ( Cot( f1 , f  2 ZΒ (30-2) yoc  ( δπ −Cot( f2 , f 2 ZΒ که در اینجا ZB نیز امپدانس مشخصه استاب مدار باز میباشد . از ایـن رو بـا ترکیـب معـادلات (27-2) و
(30-2) مقدار ZB به صورت زیر بدست میآید: (31-2) Z T ZB  δπ δπ ( )Tan( Sin( 2 2 ۴٣

شکل (9-2) ساختار کوپلر پیشنهادی با استاب مدار باز
در شکل (9-2) ساختار نهایی ( با ساده سازی بوسیله ادغام استابهای شنت موازی شده ) از یـک کـوپلر دو
بانده (dual – band) با تمام خطوط شاخهای جایگزین شده بوسیله مدار پیشنهاد شده شکل (6-2) نـشان
داده شده است و نتیجتاً مقادیر Z3, Z2, Z1 بوسیله معادلات زیر تعیین میگردند.
(32-2) 1 . Z0 Z1  ( δπ Cos( 2 2 (33-2) 1 Z2  Z0. ( δπ Cos( 2 (34-2) 1 . 0 Z Z3  δπ δπ 2 1  ( )Tan( Sin( 2 2
(2-6-2 استفاده از مدار اتصال کوتاه ( طول ( λ2

به طور مشابه ادمیتانس ورودی یک استاب اتصال کوتاه میتواند به صورت زیر بیان گردد:
۴۴
f1 , f Cotδπ Z B (35-2) ysc  Cotδπ − f2  , f Z B شکل (10-2) (مدار چاپی) Layout یک کوپلر اصلاح شده با اتصالات شنت کوتاه شده نشان میدهد کـه
امپدانس مشخصه استاب شنت به صورت زیر محاسبه میگردد.
(36-2) 1 . 0 Z Z3  δπ 2 1  )Tanδπ Sin( 2
شکل (10-2) ساختار کوپلر پیشنهادی با استاب اتصال کوتاه
در تئوری نیز کوپلر پیشنهاد شده میتواند در هر دو باند فرکانسی دلخواه عمل کرده، اما در عمل تعیین رنـج
امپدانسی ساختار کوپلر میتواند مقداری حقیقی پاشد.
۴۵
واضح است که با انتخاب مناسبی از شکل مدار برای رنجهای متفاوتی از کـسر پنهـای بانـد ( 0/2 تـا 0/3 و
همچنین 0/3 تا ( 0/5 کوپلر پیشنهاد شده ممکن است امپدانس خطوط که تنها 30 الی 90 اهم تغییر میکنـد
در آنها بکار برده شود.
( 7- 2 آنالیز(تحلیل) مدار π شکل خط شاخهای دو باند و مشاهده نتایج شبیهسازی :
جهت اثبات و تأیید عملکرد، یک کـوپلر خـط شـاخهای میکرواسـتریپ دو بانـده در فرکانـسهای 0/9 و 2
گیگاهرتز طراحی و شبیهسازی شده و روی کسری از پهنای باند محاسبه شده((δ= 0/38 بنا نهاده شدهاست.
ساختار فشرده یک استاب مدار باز با طول λ / 4 جهت بکار بستن نیز مورد استفاده قـرار گرفتـه اسـت . از
معادلات (32-2) الی (35-2) مقادیر Z3, Z2, Z1 حدود 42/7 و 60/6 و 54/4 اهم نیز بدست آمـده اسـت.
جهت بهتر کردن دقت کار، پاسخ فرکانسی ساختار کامل شـامل ناپیوسـتگی و اثـر زیـر لایـه (Substrate)
بهینه شده با استفاده از یک مدار شبیه سازی شده اشکال (11-2) الی (14-2) پاسـخ فرکانـسی شـبیهسـازی
شده مدار نهایی از یک کوپلر دو بانده را نشان میدهند. مطابق با اثر یـک اسـتاب شـنت تلفـات داخلـی در
فرکانس مرکزی (1.45GHz) صفر گردیده که به حذف هر سیگنال مداخله کننده کمک میکند. کوپلر فوق
سابستریتی با ثابت اللکتریک εr = 3/38 و ضخامت h = 0/81mm میباشد. حال با اسـتفاده از نـرم افـزار
Serenade ابتـدا مقـادیر خطـوط یعنـی پهنـای خطـوط W1 ،W2،W3و طـول آنهـا L1،L2،L 3 را در
فرکــانس مرکــز 1/45 بدســت مــیآوریــم و بــا بــستن مــدار در ایــن فــرمافــزار مقــادیر پارامترهــای
S11،S12،S13وS14را برای باند فرکانسی دوبل شبیهسازی کردهایم.
۴۶
جدول(:(1-2مشخصات الکتریکی وفیزیکی مدار در دو باند امپدانس طول الکتریکی پهنای خط طول خط Z1=42.7 θ1=90 W1=2.38mm L1=31.25mm Z2=60.4 θ2=90 W2=1.36mm L2=31.95mm Z3=54.4 θ3=90 W3=1.63mm L3=31.73mm
شکل(:(11-2نتایج شبیه سازی(افت برگشتی(S11
۴٧

شکل(:(12-2نتایج شبیه سازی(S12و(S13

شکل(:(13-2نتایج شبیه سازی((S14
پارامترهای تشعشتی در این شبکه آنالایزر روی رنج فرکانسی از 0/1 الی 4 گیگاهرتز انجام میگردد.
۴٨

شکل(:(14-2نتایج شبیه سازی(پاسخ فازمدار با استاب)
شکلهای (11-2) الی (14-2) پاسخ اندازهگیری شده کوپلر در فرکانـسهای مرکـز دو تـا بانـد عملکـرد کـه
0/9GHz و 2GHz میباشد نشان میدهند..افت برگشتی و ایزولاسیون پورت بهتر از -20dB در فرکانسی
مرکزی دو باند بدست آمده است هر چنـد تـضعیف سـیگنال بـالا تـر از 50dB جـذب شـده در فرکـانس
1/41GHz نیز میباشد.
درمقایسه با طراحی یک کوپلر تک بانده، افت داخلی اندازهگیری شده دردو پـورت خروجـی تنهـا 0/4dB
بالاتر از مقدار واقعی آن((-3db میباشدو این بـاور وجـود دارد کـه ایـن اخـتلاف اساسـاً ناشـی از وجـود
ناپیوستگیهای اتصالات و اثر انتهای باز نشان داده شده در شبیه سازی میباشد.
طراحی و بکار بستن کوپلر خط شاخهای فشرده صفحهای بالا نیز درطراحی کـوپلری بـا دو بانـد فرکانـسی
کوچک و بزرگ بکار میرود.
۴٩
فصل سوم:
طراحی مدار میکرواستریپ فشردهT شکل با اندازه کاهش
یافته در دو باند فرکانسی
۵٠
(1-3 دوبانده کردن مدار T شکل خط شاخهای کوچک شده با توجه بـه رونـد
ارائه شده در دو بانده کردن کوپلرπ شکل ( 900MHz و (2400MHz
در این بخش ابتدا با روش دستی و استفاده از ماتریسهای ABCD کوپلرخط شاخهای و معـادل قـرار دادن
آن با ماتریس ABCD یک خط ±90°، طول الکتریکی و امپدانس مشخصه کوپلر خط شـاخهای بـا تبـدیل
θ به ' θ θ) f 2  ' (θ بوده را در حالت دو بانده معادل ساخته و در نهایت بوسیله برنامه ساده کامپیوتر که f1 بر اساس اطلاعات موجود نوشته شده، خطای موجود را در بدست آوردن θ و امپدانس مشخصههـایی کـه
برای هـر دو فرکـانس دلخـواه بـالا و پـائین 0/9GHz)و(2/4GHzصـدق کنـد بـا کمتـرین درصـد خطـا
0/4)درصد) درنظر میگیریم و با شرایط در نظر گرفته شده مقادیر θ و Z را بدست میآرویم.
همانطور که در بخش قبل نیز گفتیم با معادل سازی مدل T شکل خطوط استاب شنت متـصل شـده از نـوع
مدار باز بوده و این استاب خود باعث کاهش طول خط می گردد.
3 Sinθ' 3 jZ 3 Cosθ' 0 1 Sinθ' jZ Cosθ' A B (1-3) j − 1 1 1 j 3 Cosθ' 3 Sinθ' 1 jβ'2 Cosθ' Sinθ'  Z3 1 1 Z1 C D در بخش قبل مقادیر β2 و Z1 و Z1 ، Z1 بـا مقـادیر معـادل آن آورده شـده انـد و در اینجـا θ f2 θ' Z Z Z f 3 2 T 1 میباشد.
با معدل قرار دادن ماتریس فوق با خط -90 درجه داریم:
− jZ 0 Sinθ' jZ Cosθ' B A (2-3) T − j  T j 0 Cosθ' Sinθ'  ZT ZT C D ۵١
وبا ساده سازی روابط فوق داریم:
(3-3) Cosθ'1Cosθ'3 −kTanθ'2 Sinθ'1 Cosθ'3 −NSinθ'1 Sinθ'3  0 (4-3) N Cosθ'1 Sinθ'3 −kTanθ'2 Sinθ'1 Sinθ'3 NSinθ'1 Cosθ'3  − M (5-3) K 1 Cosθ'1 Sinθ'3 Cosθ'1 Cosθ'3  0 Tanθ'2 Sinθ'1 Sinθ'3 − − N N (6-3) Sinθ'1 Cosθ'3 KTanθ'2 Cosθ'1 Cosθ'3 NCosθ'1 Sinθ'3  −M در روابط بالا f2  θ'3 f2  θ'2 f2  θ'1 f 3 θ f 2 θ f θ 1 1 1 1 مقادیرf1 =900MHz و f2 =2400MHz می باشند. با ساده سازی روابط (3-3) و (4-3) به معادلا ت زیر میرسیم. (7-3) Cosθ'3 '1  − Sinθ M (8-3) Sinθ'3 − M Cosθ'1  N (2-3 استفاده از برنامه کامپیوتری ساده جهت بدسـت آوردن پارامترهـای مـدار دو
بانده
حال نیز برنامه ای با نرم افزار مطلب نوشتهایم و میخواهیم طولهـای الکتریکـی و امپـدانس مشخـصههـای
کوپلر و درنهایت سیرکولاتور موردنظر را در شرایطی بدست آوریم که خطاهای زیر حـاکم باشـند یعنـی در
آن واحد شرایط برای فرکانسهای بالا و همچنین پائین (استفاده از دو باند فرکانسی) موجود باشد.
۵٢
(9-3) N f 2 θ1 )Tan( f 2 Tan( 0.4 θ3 ) − M 2 f1 f1 (10-3) 0.4 θ3 ) f2 Tan( 2 − N 2 M θ2 ) − f2 Tan( f1 kN f1 (11-3) 0.4 θ3 ) f 2 Sin( M θ1 )  f 2 Cos( f1 N f1 برنامه نوشته شده در نرم افزار مطلب در پیوست الف ارئه شده است.
طول الکتریکی و امپدانس مشخصههایی که در شرایط خطای بالا بر قرار باشند جوابها میباشند کـه شـرایط
برای استفاده درحالت دو باند فرکانسی را دارند. θ1و θ2 وθ3 وZ1وZ2وZ3 در شرایط فـوق را مطـابق بـا
برنامهای که آورده شده بدست میآیند.
(3-3 آنالیز(تحلیل) مدار T شکل دو بانده در چند محـیط ( نـرم افـزار) مختلـف و
مشاهده نتایج حاصل
با قرار دادن مقادیر بدست آمده از برنامه نوشته شده که برای استفاده در دو باند فرکانـسی دلخـواه در نظـر
گرفته شده در روابط زیر و یا با استفاده از محیط serenade طولهای Lm1و)Wm1پهنا وطول خط شاخه
اصلی)Lm3و)Wm3پهنا وطول خط متصل به Zm1 در خط اصلی)Lm2و)Wm2پهنا وطول استاب مـدار
بــاز در خــط اصــلی)Lb1 و )Wb1پهنــا وطــول خــط متــصل بــهZm2در خــط عمــودی)وLb1
،Wb1،Lb2وWb2را بدست میآوریم.
۵٣
(12-3) 4 π εr −1 1 Z 0 2(εr 1) 1 (1/ εr )Ln π )  2 (εr 1)(Ln 2  119.9  H (13-3) −1 1 1 exp H W ( − ( 4 exp H 1 8 h (14-3) −2 4 Ln 1  π )(Ln 1 εr − 1 − 1 εr  ε eff  ) ) 1 π εr 2 1 εr  2H ' 2
با در دست داشتن مقادیر فوق مدار را در نرم افزارهـای Serenade و Advance designer (ADS)
sys-- ترسیم و نتایج شبیهسازی راعلاوه در ansoft مشاهده میکنیم منتهی در نهایت مقدار پهنـای بانـد
را حدوداً در Optimom 10% کرده و نتایج حاصل در زیر آورده شده اند.
h = 0/762mmεr =3/55 Tanδ  0. 022
در شکلهای((1-3و((2-3و((3-3 شماتیک ومدارچاپی و پاسخ مـدار شـبیه سـازی شـده در نـرم افزارهـای
مختلفی نشان داده شده است.

(a)
۵۴

(b)
شکل((a ) 🙁 1-3شماتیک (b)مدارچاپی (designer,hfss)ansoft
در جدول((1-3و(2-3 )با در دست داشتن مقادیر ابتدایی از المانهای مدار که توسط روابـط((12-3 الـی(-3
(14بدست آمده اند بازهای جهت حد بالا وپایین المان ها در نظر گرفته شده است و به سمت اهدافی که در
جدول((2-3 امده optimom انجام می گردد
.جدول(:(1-3دو بازه فرکانسی ودو هدف مورد نظر پروژه 905mhz 895mhz Frange1 باند فرکانس اول
2.45ghz 2.35ghz Frange2 باند فرکانس دوم
-20db lt ms12=-3.5db w=3 ms13=-3.5db w=3 ms14 -20db lt ms11 Goals1 هدف اول
-20db lt ms12=-3.7db w=3 ms13=-3.7db w=3 ms14 -20db lt ms11 Goals2 هدف اول
۵۵
جدول(:(2-3بازه بالا وپایین جهت optimom هدف بازه بالا مقدار اپتیمم شده بازه پایین نام المان
7MM? 5.69180mm ?5mm lb1
12.5MM? 11.35000mm ?10mm lb2
41MM? 39.57900mm ?37mm lb3
11.5MM? 10.77600mm ?9.5mm lm1
16.5MM? 15.36700mm ?14.5mm lm2
40MM? 38.67200mm ?37mm lm3
0.8MM? 0.16152mm ?.08mm wb1
1.2MM? 0.95112mm ?0.6mm wb2
2.5mm? 1.45870mm ?0.8mm wb3
2.1MM? 1.65260mm ?1mm wm1
0.5MM? 0.20507mm ?0.1mm wm2
3.5MM? 2.70090mm ?2mm wm3
2.5MM? 0.20010MM ?0.1mm wp

(a)
۵۶

(b)

(c)
شکل(S 11 :(2-3، S12،S13و S14 مدار شبیه سازی شده در ADS(c) SERANADE(b) ANSOFT(a)
۵٧

شکل(:(3-3پاسخ فازی مدار 2بانده
مشاهده میگردد که مقدار پارامترهای تضعیف در 0/9 و 2/4 گیگاهرتز -3dBو -20dbمیباشند.
در بخش بعدی در مورد اثرات DGS و مشاهده تاثیرات آن بروی این کوپلر بحث میکنیم.
۵٨
فصل چهارم:
بررسی انواع مختلف DGS و اثرات آن بر روی خطوط
میکرواستریپ
۵٩
DGS (1-4 چیست؟
DGS نیز شبکهبندی قلم زده شده ای است با شکل اختیاری که بر روی صفحه زمین قـرار مـیگیـرد و در
شکلهای T ، H ،دمبلی و حلزونی و...بکار میروند.
در شکل (1-4) انواع مختلف DGS نشان داده شده است.

شکل(H(a) :(1-4 شکل T(b) شکل (c) هلزونی شکل (d) دمبلی شکل
(2-4مشخصات کلی DGS
در ساختار DGS مشخصه های زیر رامی توان عنوان کرد:
-1 تغییر اندازه شکاف باند نوری . (PBG)10
-2 دارا بودن ساختارهای پریودیک وغیر پریودیک.
-3 به سادگی نیز مدار معادل LC را میسازد.

10 Photonic band gap
۶٠
(3-4 کاربردهای DGS
-1 در تشدید کنندههای صفحهای
-2 بالا بردن امپدانس مشخصهخط انتقال
-3 استفاده در فیلتر ،کوپلر و سیرکولاتور، اسیلاتور، آنتن و تقویت کنندهها
(4-4 ویژگیهای DGS
-1 پوشش میدان روی صفحه زمین را مختل میکند.
-2 بالا بردن ضریب گذردهی موثر.
-3 بالابردن ظرفیت موثر و اندوکتانس خط انتقال
-4 از بین بردن هارمونیکهای اضافی با تک قطب کردن ویژگی ) LPF11 فرکانس قطع و تشدید)
(5-4اثر DGS دمبلی شکل بر روی خطوط میکرواستریپ
DGS نیز بوسیله الگوی کـم کـردن قلـم زنـی، در صـفحه زمـین مـدار ایجـاد مـی گـردد.. در ابتـدا خـط
میکرواستریپی با الگوی DGS از نوع دمبلی شکل نشان داده شده است و تـأثیر شـکاف بانـد خـوبی را در
بعضی ار فرکانسهای معین نیز ایجاد می کند .[21]
DGS در طراحی مدارات امواج میلیمتری و مایکرویو خیلی زیاد بکار میرود . اخیراً DGSهای متوالی بـا
کاستن الگوهای مربعی از مدارات صفحهای کـه ویژگیهـای Slow wave و stop band بـسیار خـوبی را

11 Low pass filter
۶١
تولید میکنند مورد بررسی قرار گرفته که در تقویت کنندهها و اسیلاتورها بیشتر مورد استفاده قرار گرفتهانـد
.[23] [ ,22]
در مقایسه با DGS پریودیک قبلی [21] و [22] یک نـوع DGS پریودیـک بهتـر و قـویتـر نیـز پیـشنهاد
1
گردیده که ابعاد مربعات کاسته شده متناسب با توزیع دامنه تابع نمـایی ) e n کـه n عـدد صـحیح اسـت)

میباشد.
در شکل((2-4مدار دو پورتی بدون DGS نشان داده و پارامترهـایS حاصـل از آن بـا ansoft در شـکل
(3-4) آمده است.

شکل(:(2-4خط میکرواستریپ دو پورته باεr=10 وh=1.575

شکل(:(3-4پارامترهایSمدار شکل((2-4
۶٢
به منظور بررسی این اثرات توسط DGS پریودیک نیز یک عدد مدار DGS پریودیک متحدالـشکل و دو
تا مدار DGS پریودیک قوی شده نیز در اینجا طراحی و اندازهگیری شدهاند. اندازهها نـشان مـیدهنـد کـه
نمایشهای اخیر اجرای نقش دقیقی توسط متوقف شدن رپیل و بزرگ کردن پهنـای بانـد را ایفـا مـیکنـد.در
شکل((4-4 دو پورتی با DGS دمبلی شکل نشان داده شده و نتیجه شبیه سازی شده این خـط بـا ansoft
در شکل((5-4رسم گردیده است.

شکل(:(4-4مدا با DGS دمبلی شکل

شکل(:(5-4پارامترهایS مدار باDGS دمبلی شکل
در بالا می بینیم فرکانس قطع ومقدار تضعیف کاهش می یابند.
( 1 – 5 – 4 الگویDGSدمبلی شکل و ویژگی شکاف باند
۶٣
نمای شماتیک مدار دمبل شکی DGS در شکل (4-4) نشان داده شده است .خـط میکرواسـتریپ رو قـرار
گرفته و DGS نیز در زیر صفحه فلزی زمین قلم زده شده است. طرح DGS توسط خطوط دش مـشخص
شدهاند. پهنای خط نیز برای امپدانس مشخصه 50 اهم تعیین گردیده است. ضـخامت سابـستریت زیـر لایـه
1/575 میلیمتر و ثابت دی الکتریک εr = 10 میباشد. در [20] آمده که شـکاف قلـم زده شـده و کاسـتن
مربعی قلم زده شده با ظرفیت موثر خط و اندوکتانس خط نیز متناسب میباشد و وقتی ناحیه قلـم زده شـده
کاسته شده مربع شکل کاهش می یابد و فاصله شکاف نیز 0/6 میلیمتر نـشان داده شـده اسـت، انـدوکتانس
موثر کاهش یافته و این کاهش اندوکتانس نیز فرکانس قطع (fc) را بالا میبرد که این قضیه در شکل (7-4)
نشان داده شده است. در اینجا ما نیز این کار را با Ansoft انجام دادهایم.
( 2 – 5 – 4 ایجاد DGS دمبلی پریودیک قویتر
نمایش شماتیک DGS پریودیک با الگوهای مربعـی واحـد بـرای مـدارات صـفحهای [21] نـوع 1 نامیـده
میشود که در شکل (6-4)(a) آمده است.مدار ما در اینجا نیز خـط میکرواسـتریپ 50 اهمـی و نیـز5 عـدد
الگوهای مربع متحدالشکل با دوره یکسان d = 5mm میباشند.پهنای طرفین مربعها و فاصله شکاف هـوایی
ما بین آنها 4/5 (g) میلیمتر و 0/6 میلیمتر میباشند.
براساس نوع 1 ، متحدالشکل بودن توزیع پنج عدد الگوی مربعی توسط یک شکل غیر واحد توزیع میگردد.
حوزه المانهای مربعی نیز متناسب با توزیع دامنه تابع نمایی e1/ n میباشد.در اینجا دامنه سـوم از پـنج المـان
مربعی شکل نیز 4/5mm میباشد.پس نوع دوم بوده و دامنه المـان توزیـع شـده بـر اسـاس زیـر مـشخص
میگردند.
2/3mm2/7mm4/5mm(1-4)
۶۴

شکل (a) :(6-4) نوع1 ، (b) نوع2، (c) نوع3
استفاده از توزیع ارتفاع غیر واحد DGSهای پریودیک، نوع دوم را تشکیل می دهند که در شکل (6-4)(b)
نشان داده شده است. براساس نوع دوم، دیگر مدار DGS پریودیک قوی شـده، یـک خـط میکرواسـتریپ
جبرانی را دارد که نوع سوم نامیده میشود. در شکل (6-4)(c) آمده است.خط میکرواستریپ جبرانی شـامل
۶۵
یک خط 50 اهمی و یک خط عریض میباشد. همچنین بزرگی المانهای DGS توسط رابطه سوم مشخص
گردیده است. المانهای الگوی مربعی غیر هم شکل نیز دارای دوره مساوی d=5mm بوده و فاصـله هـوایی
ثابت d = 0/6mm دارند که در شکل (6-4) نوع دوم و سوم خطوط میکرواستریپ رو قـرار دارد و DGS
ها نیز در صفحه زمین فلزی کنده شده و توسط خطوط دش مشخص شدهاند.
(3-5-4اندازهگیریهای مربوط به DGS دمبلی شکل
سه نوع مدار DGS پریودیک که ذکر شدند مورد بررسی و اندازهگیری قرار گرفتهاند، نتایج اندازهگیری نیـز
در شکل (8-4)((a)-(c)) نشان داده شده هستند . این نتایج به طور خلاصه در جدول (1-4) آمده است.
جدول(:(1-4مقایسه DGS های واحد وپریودیک وتوزیع نمایی

شکل(:(7-4پارامترهایS برای DGS دمبلی شکل
۶۶

(a)

(b)

(c)
شکل(:(8-4 مقایسه پارامترهای S مدارهای (a) DGSنوع(b) 1نوع(c) 2 نوع3
۶٧
سابستریت این مدارات دارای h = 1/575 و εr = 10 هستند. این اندازه گیـریهـا توسـط Ansoft انجـام
شده و نشان داده شدهاند.
همان طوری که در جدول آمده، 20dB ایزولاسیون پهنای باند برای انواع 1و 2و 3 نیز در فرکانسهای 3/05
و 4/18 و 4/26 گیگاهرتز میّاشند.
مدارهای DGS پریودیک پیشنهاد شده نوع 2و 3 پهنـای بانـد ایزولاسـیون 20dB را بهتـر 37% و (39/7%
میکند.در ناحیه پائین گذر، اولین افت برگـشتی و پیـک افـت برگـشتی بـرای نـوع 3، مقـادیر -46/7dB و
-30/9dB بوده و در صورتیکه این مقادیر در نوع 1 نیز -10/8dB و -4/9dB هستند.اولین افت برگشتی و
ماکزیمم افت برگشتی نیز در 4 بار (لحظه) بهتر شده و بنابراین ر پیلها به صورت موثری از بـین رفتـهانـد و
پهنای باند موثر برای نوع سوم افزایش و فرکانس قطع 3dB به صورت مختصر و کم تغییر پیدا میکند.
(6 – 4بررسی اثرات DGS های هلزونی بر روی هارمونیکهای تقسیم کننده توان
در اینجا نشان خواهیم داد تکنیکهای موثری از حذف هارمونیک دوم و سوم برای یـک تقـسیم کننـده تـوان
ویل کینسون (WILLKINSON)با استفاده از DGS هلزونی شکل را، که ما در مدار کـوپلر از ایـن نـوع
DGS استفاده کردهایم.
شکاف باند الکترومغناطیسی و برهم زدن ساختار زمین اخیـراً نیـز کـار بردهـای متفـاوتی را در مـایکرویوو
فرکانس موج میلیمتری با شکلهای مختلف دارند [22] و [24] و DGS خط میکرواستریپ نیـز بـا بـر هـم
زدن مصنوعی صفحهای زمین در ویژگی رزونانس مشخـصه انتقـال تغیراتـی ایجـاد مـیکنـد. در یـک خـط
میکرواستریپ مطابق با اندازه DGS یا بر هم زدگی که روی صفحه زمین ایجاد میگردد، حذف باند بیـشتر
۶٨
در فرکانس رزونانس صورت میگیرد. همچنین DGS باعث بوجود آمدن اندوکتانس موثر اضـافی در خـط
انتقال میگردد. افزایش اندوکتانس موثر از ایجاد DGS باعث افزایش طول الکتریکی خط انتقال نـسبت بـه
یک خط متداول میگردد که خود نیز باعث کاهش اندازه مدارات موج میلی متر و مایکرویو میگـردد. [21]
، در طراحی فیلترها ،تقسیم کنندههای توان و تقویت کنندهها، ویژگی حذف باند و اثر موج آهـسته (Slow
wave) توسط DGS نیز بسیار مورد نظر می باشد [22]و [23]
هارمونیک های ناخواسته تولید شده با ویژگی غیر خطی مدارات اکتیو نیاز به حذف کردن دارند. در مدارات
مایکرویو و فرکانس بالا ویژگی حذف باند توسط DGS میتوانـد در متوقـف کـردن هارمونیکهـای مـورد
استفاده قرار گیرد [22] و .[23] با یـک DGS هلزونـی شـکل متقـارن، (یـک تـک ( DGS حـذف تـک
هارمونیک را خواهیم داشت، وDGS پریودیک در جهت حـذف هارمونیـک دوم و سـوم بکـار مـی رونـد.
DGS های آبشاری و پشت سرهم باعث افزایش افت داخلـی شـده و بهمـین دلیـل در مـدارات بـا انـدازه
کوچک نیز استفاده از ان محدود گردیده است. در اینجا ساختار DGS هلزونی شکل غیر متقارن نیز جهـت
حذف هارمونیکهای دوم و سوم بطور همزمان پیشنهاد گردیدهاند. به طور مـوثر یـک تـک DGS هلزونـی
غیرمتقارن باعث از بین بردن باند فرکانس دوم میگردد و نیاز به ناحیه کوچکی هم جهت نقش بـستن دارد.
تقسیم کننده توان ویل کینسن با بکار بستن یک DGS هلزونی غیـر متقـارن در خطـوط λ4 باعـث حـذف

هارمونیک دوم شده و اندازه آن نیز با اثر موج آهسته کاهش مییابد. مشاهده میگردد به دلیل ذکـر شـده در
این پروژه ما از این گونه DGS استفاده ننمودهایم. تقسیم کننده Willkinson پیشنهاد شده به خـوبی یـک
تقیسم کننده توان مرسوم، در فرکانس کار خواهد بود.
۶٩
(7-4مدل مداری و هندسه DGS هلزونی نا متقارن
در شکل (9-4) هندسه DGS هلزونی روی صفحه زمین خط میکرواستریپ که ابعـاد کنـده شـده هلزونـی
شکل در سمت راست و چپ متفاوت از یکدیگر هستند آمده است. برای هندسه این DGS نامتقارن مطابق
با کنده شدهگی سمت چپ و کندهشدگی سمت راست دوتا فرکانس عملکرد متفاوت وجود دارد. مشخـصه
انتقال خط میکرواستریپ با هندسه DGS نامتقارن ویژگی حذف باند در فرکانس تشدید را دارد.

شکل (9-4) هندسه DGS هلزونی روی صفحه زمین خط میکرواستریپ
فرکانس تشدید ممکن است با تغییر کردن ابعاد DGS عوض گردد. مقایسه مشخصه انتقال DGS هلزونـی
با ابعاد مختلف متقارن و غیرمتقارن در شکل (10-4) آمدهاست. امپدانس مشخصه خط 50 اهـم مـیباشـد.
برای هندسه هلزونی متقارون ( A=A'= 3mm و (B=B' = 3mm تنها یـک فرکـانس تـشدید (
(f=2/93GHz وجود دارد در صورتی که در یک DGS غیر متقارن فرکانس تشدید به دو فرکانس مختلـف
تبدیل میگردد. برای یک DGS نامتقارن با A = A' = 3/5mm و B = B' = 2/6mm همان طوری که در
شکل (10-4) مشاهده میگردد دو فرکانس تشدید مختلف دیده میشـودf=2/56GHz وf=4/22GHz کـه
این نتایج نشان میدهند DGS هلزونی نا متقارن با اندازههای متفاوت روی صفحه زمین در دو طرف خـط،
٧٠
فرکانسهای رزونانس مختلف را میتوانند ایجاد کنند.در هندسه نا متقارن DGS نیز میخواهیم بدانیم که بـه
چه صورتی فرکانس تشدید مطابق با بر هم زدگی چپ و راست خط با تغییـر انـدازه بـر هـم زدگـی رفتـار
میکند.

شکل(:(10-4پارامترهای انتقال خط با DGS متقارن( ( A = A' = B' = 3mm ونامتقارن A = 3/4m) و (B = 2/6 mm

شکل(:( 11-4 فرکانس روزنانس ناشی از بر هم زدگی سمت چپ و راست خط بر حسب تابعی از B/A
٧١
فرکانس تشدید ناشی از بر هم زدگی سمت چپ خط و سمت راست خط در شکل (11-4) بعنوان تابعی از
اندازه بر هم زدگی سمت راست وقتی که اندازه سمت چپ ثابت باشد (A = A' = 2mm) رسم گردیـده
است. اندازه این آشفتگی هلزونی به صورت یک مربع در نظر گرفته شده (B = B' , A = A') .وقتـی کـه
اندازه برهم زدگی سمت راست از مقدار سـمت چـپ کـوچکتر اسـت (B/A<1)، فرکـانس رزونـانس در
سمت راست نیز بزرگتر از مقدار سمت چپ خواهد بود. هنگامیکه مقدار A با B برابر گردد دو تا فرکـانس
رزونانس ازهم پاشیده شده و به یک فرکانس تبدیل میگردد DGS) متقارن). باز وقتی کـه بـر هـم زدگـی
سمت راست افزایش پیدا کند B/A) زیاد شود)، فرکانس تشدید ناشی از بر هم زدگـی سـمت راسـت نیـز
کاهش مییابد. از این رو اندازه سمت چپ ثابت شده و مشاهده میگردد که فرکانس رزونانس ناشـی از بـر
هم زدگی سمت چپ تغییرات آهستهای خواهد داشت تا وقتی که B/A مقدار واحد شود.
مشخصه فرکانسی یک DGS متقارن با مدار رزوناتور RLC موازی میتواند مدل گردد. پارامترهای مـداری
معادل نیز از مشخصه انتقال شبیهسازی شده میتواند گرفته شود.
DGS نا متقارن نیز میتواند با دو تا رزوناتور RLC موازی که به صورت سدی متصل شدهاند مدل گـردد.
شکل((12-4، به همین جهـت مشخـصه انتقـال آن دو تـا فرکـانس تـشدید متفـاوت دارد. در مـدار معـادل
پارامترهای مدار اولین رزوناتور از مشخصه فرکانسی رزونانس بر هم زدگی سمت چپ گرفتـه مـیشـود در
حالیکه رزوناتور دوم بوسیله مشخصه رزونانس بر هم زدگی سمت راست مشخص می گردد. از نتـایج شـبیه
سازی پارامترهای اسکترینگ، پارامترهای مدار رزوناتور برای بر هم زدگی سمت چپ و راست بـه صـورت
زیر مشخص میگردند.
(۴-٢) C L,R W CL,R  ( 2 −W 2 (W 0 2Z C L,R 0 L,R ٧٢
(۴-٣) 1 LL,R  4π2 f02 L,R CL,R (۴-۴) 2zo RL,R  1 1 ))2 −1 − (2Z0 (W0 L,R CL,R − W0 L,R LL,R S11 (W0 L,R )2
شکل( 🙁 12-4 مدار معادل بخش DGS هلزونی نامتقارن
در اینجا اندیس R, L نیز پارامترهای برهم زدگی سمت چپ و راست را بیان می کنند. W0 فرکانس تشدید
و WC فرکانس قطع -3db را مشخص میکنند. Z0 امپدانس مشخصه خط انتقال می باشد.
(8-4حذف هارمونیکها در مدار مقسم توان
مقسم توان کاربردهای گوناگونی از قبیل توزیع توان سیگنال ورودی از آنتن و تقویت کنندههای توان بـالای
مایکرویو دارد. با قرار دادن فیلتر حذف هارمونیک در داخل مقسم توان ناحیه خروجـی فیلتـر کـاهش پیـدا
میکند .[23] جهت حذف هارمونیک نیز میتوان از استاب مدار باز در مرکز شاخههای بـا طـول λ4 مقـسم

توان استفاده نمود.
اگر DGS را بعنوان فیلتر هارمونیک اضافی استفاده کنیم میتوانیم با در نظر گرفتن کاهش سایز مقسم تـوان
که منجر به اثر (Slow – wave) میگردد نیز هارمونیک را حـذف نمـود. از ایـن رو یـک DGS متقـارن
٧٣
میتواند تنها یک سیگنال هارمونیک را حذف کند. ما نیاز به قرار دادن دو تا DGS به صـورت آبـشاری در
λ
هر شاخه ( ( 4 داریم تا هارمونیک دوم و سوم را حذف کنیم. هر چند ناحیه مقسم توان جهت گذشتن دو تا

DGS به صورت پریودیک در هر شاخه مقسم توان نیز محدود میگردد. DGS غیر متقارن هم، سـاختاری
موثر در جهت حذف هارمونیک دوم و سوم به صورت همزمان می باشد. [22]
شکل (13-4) (a) هندسه یک DGS هنرونی نامتقارن جهت حذف هارمونیـکهـای سـوم و دوم را نـشان
میدهد. در اینجا فرکانس عملکرد مقسم توان نیز 1/5 گیگاهرتز میباشد.

شکل(DGS (a): (13-4 هلزونی نامتقارن برای حذف هارمونیک دوم و سوم (b) مدار معادل ساختار این DGS
ناحیه بر هم زده شـده سـمت چـپ و راسـت رزونـانس هارمونیـک دوم و سـوم طراحـی شـدهانـد. 3) و
4.5گیگاهرتز). ابعاد طراحی شده این سـاختار D=2/4mm و A = 3 mm D' = S = G = 0/2mm و
A' = 3/2 mm، B = 2/4 mm و B' = 2/6 mm و امپدانس مشخصه خـط نیـز 70/7 Ω مـیباشـد.
٧۴
شکل (13-4) (b) مدار معادل DGS نامتقارن در شکل (13-4) (a) را نشان مـیدهـد. پارامترهـای مـدار
بوسیله پارامترهای اسکترینگ سیموله شده بوسیله روابط (2-4) تا (4-4) محاسبه میگردند.
شکل (14-4) نیز پارامترهای S محاسبه شده بوسیله شبیه سازی (EM) بـرای DGS نامتقـارن شـکل (a)
.(13-4) و محاسبه شده مدار معادل شکل (13-4)(b) را نشان میدهند. در هر دو تا شـبیه سـازی مـشاهده
میگردد که بوسیله DGS نامتقارن واحد، هارمونیکهای دوم و سـوم در فرکانـسهای 4. 5 , 3 گیگـا هرتـز
حذف میگردند.

شکل( ( 14- 4 پارامترهای S مدار با DGS هلزونی به صورت EM و شبیه سازی شماتیک
مشاهده میگردد که S12 موافق رنج فرکانسی پهن و S11 نیز در جهت حذف هارمونیک مقسم تـوان اصـلی
بکار میرود. یک مقسم توان معمولی در شکل (15-4)(a) مشاهده میگردد و نیز مقسم توان پیـشنهاد شـده
با DGS غیر متقارن در شکل (15-4)(b) آمده است. در اثر موج آهـسته (slow – wave) بـودن DGS
نیز اندازه مقسم توان پیشنهادی کاهش یافته است. اندازه L' = 17/3 mm در مقایسه L = 19mm حـدود
9/1 % کاهش یافته است.
٧۵
پارامترهای S شبیه سازی شده مقسم توان معمولی و پیشنهادی در شکل (16-4) آمده است.

شکل( ( 15- 4 هندسیای از (a) مقسم توان ویل کنیسن معمولی (b) مقسم توان با DGS نامتقارن
در (16-4) (b)، فرو نشاندن حدود18 dB برای هارمونیک دوم و سـوم بـا وارد کـردن DGS نامتقـارن در
خط انتقال ( ( λ4 مقسم توان مشاهده میگردد. افـت برگـشتی بـرای فرکـانس 1/5 GHZ در هـر دو مـشابه

یکدیگر می باشند، حتی با وارد کردن DGS نامتقارن در مدار.
شکل (17-4) نیز قسمت رو و زیر از یک مقسم توان ویل کینسن با وارد DGS هلزونی نامتقـارن را نـشان
میدهد. در شکل (a) (18-4)، S11 اندازهگیری شـده را نـشان مـیدهـد. افـت برگـشتی در فرکـانس 1/5
گیگاهرتز – 40dB بوده. S21 نیـز در شـکل (18-4)(b) بعنـوان تـابعی از فرکـانس آمـده اسـت. توقیـف
هارمونیک دوم (3 GHZ) نیز 18dB و هارمونیک سوم در فرکانس (4/5 GH) نیز 15dB میباشد.
٧۶

شکل ( ( 16- 4 نتایج شبیه سازی (a) پارامتر S مقسم توان معمولی S (b) برای مقسم توان با DGS

شکل( ( 17-4 مقسم توان willkinson با DGS هلزونی نامتقارن (a) روی مدار (b) پشت مدار
٧٧

شکل( ( 18- 4 نتیجه شبیه سازی مقسم توان با DGS هلزونی نامتقارن(S12(b)S11(a
( 9 – 4 مشاهده اثرات DGS برروی کوپلر T شکل در یک باندفرکانسی
ابتدا مدار شکل (3-2) را با اسـتفاده از DGS هلزونـی شـکل نیـز آنـالیز و نتـایج آن را در شـکل((19-4
مشاهده میکنیم
٧٨

شکل(:(19-4مدار بااستفاده از (a) DGSیک بعدی((bدو بعدی
در شکل (a)(20-4)و((b نتایج شبیه سازی حاصل از مدار قلم زده شده DGS و بدون استفاده از آن را
نشان میدهند.
٧٩

شکل((a):(20-4نتیجه شبیه سازی کوپلر با استفاده ار (b) DGSبدون استفاده از ((a)(3-2)) DGS
با مشاهده نتایج بالا به پایین آمدن فرکانس قطع و slow wave شدن پاسخ نیز پی می بریم.
(10-4مشاهده اثرات DGS روی مدار طراحی شده در این پروژه
در شکل (21-4) نوع DGS استفاده شده در این کوپلر آورده شده است.ونتیجـه ansoft در شـکل((22-4
مشاهده میگردد.
٨٠

شکل(:(21-4کوپلر باH DGS شکل در شاخه خطوط

شکل(:(22-4پارامتهای Sحاصل از به کار بستن DGS
٨١
فصل پنجم
چگونگی استفاده از کوپلر بدست آمده در طراحی سیرکولاتور
٨٢
(1-5 طراحی سیرکولاتور
یک سیرکولاتور 4 پورته فشرده نیز می تواند به وسیله یک کوپلر خط شاخه ای و شیفت دهنده فاز( پیوست
پ) نیز ساخته شود.این شیفت دهنده فازی همراه با ورودی و خروجی خط همواره مچینگ امپدانسی داشته
و دارای تضعیف صفر می باشد.در اینجا ما از زیراتور به عنوان شیفت دهنده فازی استفاده کرده ایمر .[26]
یکی از ترکیبات نا متقابل استاندارد ژیراتورها هستند که دارای 2 پورت بوده وشیفت فاز تفاضلی 180 درجه
ایجاد می کنند.نماد شماتیک برای یک ژیراتور در شکل (1-5)آمده است و ماتریس اسکترینگ برای یک
ژیراتور واقعی در زیر آمده است.
(1-5)

π
شکل(:(1-5نماد ژیراتور
که این ماتریس نشانه عدم افت ،مچ شده ونا متقابل بودن آن است.

s−0 11 0
(2-5مدار معادل برای سیرکولاتور با استفاده از یک ژیراتور و دو کوپلر

۴ ١
٢ π ٣
شکل(:(2-5سیرکولاتور 4پورته متشکل از دو مدار هایبریدی و ژیراتور
٨٣
استفاده ژیراتور به عنوان بنا ساخت در ترکیب با مقسم دو طرفه و کوپلرها میتواند منجر به ایجاد مدارات

–45

نمودار4-2- روند تغییرات ارزش افزوده سهامدار (SVA) طی سال های 86 - 90 86
نمودار4-3- روند تغییرات ارزش افزوده بازار (MVA) طی سال های 86 - 90 87
نمودار4-4- نتایج برآورد آزمون نرمال بودن جملات پسماند 91

فصل اول
کلیات تحقیق

1-1- مقدمه
همان گونه که می دانیم نخستین گام در تحقیق عبارت است از آگاهی بر زمینه های مشکل آفرین در سازمان و شناسایی روشن و مشخص مشکلی که به بررسی و اصلاح نیاز دارد. هنگامی که مشکل یا مشکلات مهم مشخص شد می توان گام های بعدی را برای گردآوری اطلاعات، تحلیل داده ها و نمایش عواملی که با مشکل ما پیوند دارند پیمود.آن گاه با اقدامات اصلاحی مشکل حل خواهد شد. (صائبی و شیرازی،1390)
بنابراین این فصل شامل بیان مسئله، ضرورت انجام تحقیق، اهداف و فرضیه ، تعریف متغیر ها و پیش فرض های پژوهش، جامعه و نمونه آماری، روش تحقیق و نحوه جمع آوری داده ها و تعریف اصطلاحات است.این تحقیق قصد دارد با نگرش مبتنی بر ارزش شاخص هایی را با دید کاربردی در بازار سرمایه توضیح دهد و به همین جهت در این فصل چرایی استفاده از شاخص های ارزش محور را بررسی می کنیم و فرضیه های تحقیق به گونه ای طراحی شده اند که تایید و یا عدم تایید آن ها راهگشای کاربردی و یا غیر کاربردی بودن آنها خواهد بود.
2-1- بیان مسالهمسئله کمیابی دارای نزدیکترین معنی به کلمه "محدود" یا "اقتصاد" است که در مقابل کلمه "نامحدود" و یا "آزاد" به کار می رود. کمیابی مسئله محوری و اساسی هر جامعه ای است. (سبحانی،1381)
سازمان ها و شرکت ها در راستای انجام وظایف خود از این منابع محدود بهره می برند و هدف اصلی آنها ایجاد سود آوری برای مالکان آن است و مقصود از سودآوری همان ایجاد ثروت است.اما گاهی سودآوری و ایجاد ثروت با هم همسو نیستند و ایجاد سودآوری ممکن است سبب از بین رفتن ارزش شرکت در بلند مدت شود.از این رو ذی نفعان سازمان به خصوص سهام داران به ابزارهایی نیاز دارند تا عملکرد مدیریت شرکت را ارزیابی نمایند. از سویی دیگر هدف صورت های مالی عبارت از ارائه اطلاعاتی تلخیص شده درباره وضعیت مالی، عملکرد مالی و انعطاف پذیری مالی واحد تجاری است که برای طیف گسترده از استفاده کنندگان صورت های مالی در اتخاذ تصمیمات اقتصادی مفید واقع گردد. صورت های مالی همچنین نتایج وظیفه مباشرت مدیریت یا حسابدهی آنها را در قبال منابعی که در اختیارشان قرار گرفته منعکس می کند. (نوروش و مهرانی، 1385)
در اصل این صورت های مالی هستند که اطلاعات و ابزارهای مورد نیاز تجزیه و تحلیل را در اختیار قرار می دهد. برای ارزیابی عملکرد شرکت ها رویکردهای متفاوتی وجوددارد منجمله رویکرد حسابداری که در آن همه معیارها به نوعی با سود حسابداری در ارتباطند. رویکرد مدیریت مالی به مقایسه بازده سرمایه گذاری ها و نرخ بازده مورد انتظار سهام داران می پردازد. رویکرد تلفیقی با ترکیب داده های حسابداری با اطلاعات بازار سعی در ارزیابی عملکرد شرکت دارد و اما رویکرد اقتصادی با تعدیل اطلاعات حسابداری و تبدیل آنها به اطلاعات اقتصادی به ارزیابی می پردازد.
اتخاذ هر یک از این رویکردها ممکن است منجر به نتایج متفاوتی در تصمیم گیری سهام داران شود. این تحقیق بر مبنای تحقیقات پیشین که غالبا مدعی بودند معیارهای اقتصادی قدرت توضیح بیشتری نسبت به سایر معیارها دارند قصد دارد به ارزیابی رابطه دو معیار EVA و SVA با معیار MVA بپردازد که هر سه، معیارهایی اقتصادی هستند.اثبات وجود ارتباط میان این معیارها بدین معنی است: شرکتی که تصمیمات ارزش آفرین اخذ کرده، ارزش بازار بیشتری را بدست آورده است و از منابع محدود خود به صورت کاراتری استفاده نموده است.
3-1-اهمیت و ضرورت تحقیق
اغلب بررسی های پیشین به بررسی و مقایسه معیارهای حسابداری با معیارهای اقتصادی پرداخته اند حال آن که تحقیق حاضر به مقایسه معیارهای اقتصادی می پردازد. همچنین انجام تحقیقی که شامل تمام شرکت های حاضر در بورس اوراق بهادار تهران باشد ملموس بود چرا که تحقیقات انجام شده گذشته معمولا به بررسی چند صنعت خاص پرداخته اند. انجام این تحقیق و تایید یا عدم تایید فرضیه ها روشنگر این موضوع خواهد بود که تا چه میزان ارزش بازار شرکت ها تحت تاثیر تصمیمات مدیریت شرکت است. همچنین تحقیقات حوزه علوم انسانی و مدیریت به گونه ای است که بررسی یک موضوع در بازه های زمانی گوناگون و استفاده از ابزارهای مختلف بررسی تحقیق باعث تقویت و یا تضعیف فرضیه های مورد نظر می گردد و لزوما به معنی رد مطلق و یا تایید مطلق موضوع تحقیق نیست. بنابراین این تحقیق سعی دارد با نگرشی کاربردی ابزارهایی را به منظور استفاده بازار اوراق بهادار و علاقه مندان به این حوزه فراهم آورد تا به وسیله آن شرکت های ارزشمند را جهت سرمایه گذاری انتخاب نمایند و نیز مبنایی مبتنی بر ارزش را جهت ارزیابی عملکرد مدیران شرکت ها توسعه دهد. بر مبنای یافته های تحقیق معلوم خواهد شد که از میان ارزش افزوده اقتصادی و ارزش افزوده سهامدار کدامیک معرف بهتری برای ارزش افزوده بازار هستند. نتیجه مورد انتظار با توجه به نتایج تحقیقات پیشین در مورد ارتباط ارزش افزوده اقتصادی و ارزش افزوده بازار ارتباطی مثبت و همسو است. در رابطه با ارتباط میان ارزش افزوده سهامدار و ارزش افزوده بازار به جهت ارزش محور بودن هر دو، توقع محقق وجود ارتباطی مثبت است.
4-1-اهداف تحقیقبررسی وجود ارتباط معنادار بین MVA و EVA در شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران .
بررسی وجود ارتباط معنادار بین MVA و SVAدر شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران .
5-1-سوالات تحقیقآیا میان ارزش افزوده اقتصادی و ارزش افزوده بازار در شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران رابطه معناداری وجود دارد؟
آیا میان ارزش افزوده سهامدار و ارزش افزوده بازار در شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران رابطه معناداری وجود دارد؟
6-1- فرضیه های تحقیق
بین ارزش افزوده اقتصادی و ارزش افزوده بازار در شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران رابطه مثبت وجود دارد.
بین ارزش افزوده سهامدار و ارزش افزوده بازار در شرکت های پذیرفته شده در بورس اوراق بهادار تهران رابطه مثبت وجود دارد.
7-1- روش تحقیقروش انجام این تحقیق از نوع رگرسیون دو متغیره و پس رویدادی و از لحاظ ماهیت و اهداف توصیفی است. اطلاعات مورد نیاز تحقیق از طریق مطالعات کتابخانه ای و نرم افزار رهاورد نوین، سایت بانک مرکزی جمهوری اسلامی ایران و سایت کدال به دست آمده است و فرضیه ها با استفاده از نرم افزار Excel، SPSS و Eviews بررسی شده اند.
8-1- جامعه و نمونه آماریجامعه آماری این تحقیق شامل تمام شرکت های پذیرفته شده و فعال در بورس اوراق بهادار تهران بین سال های 1386 الی 1390 هستند، نمونه گیری انجام نشده و تمام شماری صورت گرفته است.
9-1- تعریف عملیاتی متغیرهای تحقیق9-1-1-ارزش افزوده اقتصادیمعیار EVA به عنوان یکی از بهترین معیارهای ارزیابی عملکرد مبتنی بر ارزش، نشان دهنده میزان موفقیت مدیر در اجرای راهکار خلق ارزش معرفی گردیده است.
EVA از طریق مقایسه سود عملیاتی بعد از مالیات (NOPAT) و کل هزینه های سرمایه (WACC) و به کمک رابطه زیر محاسبه می گردد:
EVA = NOPATt – WACC ( Capitalt-1)
که در آن :
NOPATt = سود خالص عملیاتی پس از کسر مالیات در انتهای دورهt
WACC = میانگین موزون نرخ هزینه سرمایه
Capitalt-1 = مجموع سرمایه به ارزش دفتری در ابتدای دوره t (انتهای دوره t-1) (صمدی لرگانی ، کاویانی و منتظری،1391)
9-1-2-ارزش افزوده بازار
MVA از مفیدترین معیارهای ارزیابی عملکرد و همچنین پیش بینی ارزش سهام شرکت ها می باشد. ارزش افزوده بازار، حاصل ارزش فعلی طرح های گذشته و فرصت های سودآور آتی شرکت می باشد که نشان می دهد چگونه شرکت به طور موفقیت آمیزی سرمایه اش را به کار گرفته و فرصت های سود آور آینده را پیش بینی و برای دستیابی به آنها برنامه ریزی کرده است. از نظر تئوری ارزش افزوده بازار یک شرکت برابر است با ارزش فعلی همه ارزش افزوده های اقتصادی شرکت یا سود باقی مانده ای که انتظار می رود در آینده ایجاد شود. (صمدی لرگانی ، کاویانی و منتظری،1391)
MVA=سهام بازار ارزش-سهام دفتری ارزش9-1-3-ارزش افزوده سهامدارآلفرد راپاپورت رویکرد ارزش افزوده سهامدار را به عنوان یکی از سنجه های ارزش سهامدار معرفی کرده است. SVA از معیارهای ارزیابی عملکرد مدیریت مبتنی بر ارزش (VBM) به حساب می آید. این معیار ارزش سهامدار را در مقایسه با میانگین موزون هزینه سرمایه سرمایه گذاری شده نشان می دهد به طوری که عملکرد بنگاه را از طریق تحلیل تاثیر تصمیمات مدیریت بر خالص ارزش فعلی جریانات نقدی برای سهام داران مورد سنجش قرار می دهد. این معیار همچنین قدرت بنگاه را در کسب درآمد بیشتر از هزینه ها اندازه گیری و منعکس می نماید. (صمدی لرگانی ، کاویانی و منتظری،1391)
ارزش افزوده سهامدار=
افزایش ارزش بازار حقوق صاحبان سهام
+ سود سهام پرداخت شده در طول سال
-هزینه افزایش سرمایه
+ دیگر پرداخت ها به سهام داران (تخفیف بر ارزش اسمی، خرید مجدد سهام)
-تبدیل اوراق قرضه تضمین نشده قابل تبدیل (رهنمای رودپشتی،1390)
10-1- تعریف مفاهیم و اصطلاحات تحقیق
10-1-1 –ارزش Valueبه طور کلی، ارزش عبارت است از بار معنایی خاص که انسان به برخی اعمال، حالت ها و پدیده ها نسبت می دهد. ارزش از جمله متغیرهایی است که بار معنایی گسترده ای دارد. گستردگی بار معنایی ارزش با گستردگی رشته ها و تخصص ها ارتباط دارد. نظیر ارزش اجتماعی، ارزش مالی و ارزش اقتصادی... (رهنمای رودپشتی، 1386)
10-1-2- مدیریت مبتنی بر ارزش Value Based Managementمدیریت مبتنی بر ارزش (VBM)، رویکردی است که بر پایه آن می توان مفهوم و نقش ارزش در کسب و کار را تبیین نمود. (رهنمای رودپشتی، 1386)
تفکر پشتیبان VBM ساده است. ارزش یک شرکت به وسیله تنزیل جریانات نقد آتی اش تعیین می گردد. ارزش تنها زمانی ایجاد می شود که شرکت ها سرمایه شان را جایی سرمایه گذاری کنند که بازگشت آن فراتر از هزینه سرمایه شان باشد. VBM این مفاهیم را با تمرکز بر این که شرکت ها چگونه از سرمایه شان برای اخذ هر دوی تصمیمات کلان راهبردی و تصمیمات روزانه ی عملیاتی استفاده می کنند، گسترش می دهد. در صورت اجرای صحیح، این یک رویکرد به مدیریت است که آرمان های کلی شرکت، روش های تحلیلی و فرایندهای مدیریت را با تمرکز بر مدیریت تصمیم های مبتنی بر ارزش هم راستا می کند.
10-1-3- ارزش افزودهValue Added
به مفهوم ما به ازای ارزشی که بر اثر برخی اعمال و پدیده ها ایجاد می شود که در چهارچوب ارزش های اقتصادی، تبیین و طبقه بندی می گردد. این ارزش نشان دهنده تفاوت ارزش معاملاتی (ارزش فروش) و ارزش کالا و خدمات خریداری شده (واسطه ای) است. (رهنمای رودپشتی،1386)
10-1-4- ارزش اقتصادیEconomic Valueارزش اقتصادی، ارزش هایی هستند که زمانی با کار و وسایل مختلف بوجود می آیند. این ارزش ها، امکان استفاده از کالایی را از طریق سلطه بر طبیعت فراهم می کند. (رهنمای رودپشتی، 1386)
10-1-5- ارزش افزوده اقتصادی Economic Value Addedارزش افزوده اقتصادی شاخص مدیریت مبتنی بر ارزش (VBM) است که به کنترل کل ارزش ایجاد شده در یک تجارت می پردازد. ارزش افزوده اقتصادی استراتژی راهبردی نیست. بلکه راهی است که ما با آن نتایج را اندازه گیری می کنیم تا به سنجش عملکرد بپردازیم. (رهنمای رودپشتی، 1386)
عبارت از مازاد سود خالص عملیاتی پس از کسر مالیات بر هزینه سرمایه منابع مالی واحد تجاری می باشد. به عبارت دیگر حاصل ضرب شکاف نرخ بازده سرمایه گذاری و نرخ میانگین موزون هزینه سرمایه بر سرمایه به کار گرفته شده اول هر دوره می باشد. (ایزدی نیا، 1382)
10-1- 6- ارزش افزوده سهامدارShareholder Value Added
آلفرد راپاپورت رویکرد ارزش افزوده سهامدار را به عنوان یکی از سنجه های ارزش سهامدار معرفی کرده است. SVA از معیارهای ارزیابی عملکرد مدیریت مبتنی بر ارزش (VBM) به حساب می آید. این معیار ارزش سهامدار را در مقایسه با میانگین موزون هزینه سرمایه سرمایه گذاری شده نشان می دهد. به طوری که عملکرد بنگاه را از طریق تحلیل تاثیر تصمیمات مدیریت بر خالص جریانات نقدی برای سهام داران مورد سنجش قرار می دهد. این معیار همچنین قدرت بنگاه را در کسب درآمد بیشتر از هزینه ها اندازه گیری و منعکس می نماید. (صمدی لرگانی ، کاویانی و منتظری، 1391)
10-1-7- ارزش افزوده بازار Market Value Addedارزش افزوده بازار، حاصل ارزش فعلی طرح های گذشته و فرصت های سودآور آتی شرکت می باشد که نشان می دهد چگونه شرکت به طور موفقیت آمیزی سرمایه اش را به کار گرفته و فرصت های سودآور آینده را پیش بینی و برای دستیابی به آنها برنامه ریزی کرده است. (صمدی لرگانی ، کاویانی و منتظری، 1391)
10-1-8- سرمایه Capitalبر مبنای تعریف استیوارت، سرمایه جریان نقدی کل است که در طول عمر مفید تجاری ذخیره شده است بدون در نظر گرفتن منابع مالی تامین کننده، نام دسته حسابداری یا اهداف کسب و کار شرکت.( Emadzade, Sajjadi, Dehghani & others, 2012)
10-1-9- هزینه سرمایه Cost of Capital
هزینه سرمایه، هزینه تامین مالی بلند مدت شرکت است. شرکت ها از طریق بدهی ها و حقوق صاحبان سهام، منابع مالی را تامین می کنند و آنها را در دارایی ها به کار می گیرند. هزینه ای که شرکت ها بابت تامین مالی از طریق بدهی بلند مدت و حقوق صاحبان سهام متحمل می شوند، هزینه سرمایه نام دارد. (مدرس و عبداله زاده،1391)
10-1-10- میانگین موزون هزینه سرمایه Weighted Average Cost of Capitalشرکت می تواند تمام پول مورد نیاز خود را از طریق انتشار سهام عادی تأمین نماید. ولی، بیشتر شرکت ها از چندین نوع سرمایه استفاده می کنند و آن را اجزای تشکیل دهنده سرمایه می نامند که متداول ترین اقلام تشکیل دهنده آن عبارتند از سهام عادی، سهام ممتاز و اوراق قرضه. اجزای تشکیل دهنده سرمایه دارای یک وجه مشترک هستند: سرمایه گذارانی که این وجوه را تأمین کرده اند، انتظار دارندکه از محل سرمایه گذاری خود به بازده دست یابند.اگر همه سرمایه شرکت تنها از طریق انتشار سهام عادی تأمین شده باشد، در آن صورت هزینه سرمایه ای را که در بودجه بندی سرمایه ای محاسبه می کنند، همان نرخ بازده مورد نظر از سهام عادی خواهد بود. ولی بیشتر شرکت ها از چندین نوع سرمایه استفاده می کنند. و به سبب وجود تفاوت در ریسک، این اوراق بهادار دارای نرخ بازده مورد نظر متفاوتی هستند. نرخ بازده مورد نظر هریک از اجزای تشکیل دهنده سرمایه را هزینه بخشی از سرمایه می نامند. و هزینه سرمایه ای که در تصمیمات بودجه بندی سرمایه ای مورد توجه قرار می گیرد میانگین موزون هزینه اجزای مختلف سرمایه است. (پارسائیان، 1382)
10-1-11- سود عملیاتی پس از کسر مالیات NOPATسود خالص عملیاتی پس از کسر مالیات (NOPAT) به سود پس از کسر مالیات حاصل از عملیات شرکت گفته می‌شود که در محاسبه آن، اثر ثبت‌‌های غیرنقدی (به غیر از استهلاک) حذف و صرفه‌جویی مالیاتی ناشی از هزینه بهره در نظر گرفته‌شده است. از طرف دیگر، سود عملیاتی پس از کسر مالیات، نشان‌دهنده سودی است که به صورت بازده نقدی برای تمام تامین‌کنندگان مالی شرکت موجود می‌باشد. (فدائی نژاد و محمودزاده، 1390)
فصل دوم
ادبیات تحقیق

2-1-مقدمهیکی از مهم ترین اهداف بنگاه های اقتصادی، کسب انتفاع و افزایش ثروت صاحبان سهام (مالکان) در دراز مدت است. سهام داران، اعتباردهندگان و دیگر گروه های مرتبط با بنگاه های اقتصادی به منظور اخذ تصمیمات منطقی نیازمند اطلاعات قابل اتکا و مربوط در خصوص عملکرد آنها و مدیرانشان می باشند. با توجه به این که سهام داران و اعتباردهندگان منابع مالی محدود خود را به بنگاه های اقتصادی تخصیص می دهند ارزیابی عملکرد بنگاه ها به منظور اطمینان از تخصیص بهینه منابع محدود، امری مهم و حیاتی به شمار می آید. معیارهای سنجش عملکرد از سیستم های کنترلی مدیریت تلقی می شود زیرا برنامه ریزی اقتصادی و تصمیمات کنترلی موثر نیازمند ارزیابی چگونگی عملکرد واحدهاست. ارزیابی به موقع عملکرد واحدهای اقتصادی، می تواند منجر به تخصیص بهینه منابع محدود شود. شاخص های سنجش عملکرد مبتنی بر ارزش در فرآیند ارزیابی به منظور آگاهی از میزان ارزش آفرینی بنگاه های اقتصادی، در مقایسه با شاخص های سنتی مبتنی بر داده های تاریخی از کاربست گسترده تری برخوردار شده است که در قضاوت اگاهانه و پایدار سودمندتر است، زیرا مفاهیم ارزش و ارزش آفرینی را مبنا و هدف قرار می دهد. (رهنمای رودپشتی، 1390)، بر همین اساس در این فصل به ارائه مبانی نظری تحقیق پرداخته شده است، مبانی نظری تحقیق پشتیبان فرضیه های تحقیق و روشنگر ضرورت انجام آن خواهد بود و درک فصول بعدی را تسهیل می نماید.
2-2-مدیریت مبتنی بر ارزش Value Based Management
VBM رویکرد مدیریتی است که ضمن آن اهداف کلان سازمان، فرآیندهای مدیریتی و ابزار و تکنینک ها در خدمت ایجاد حداکثر ارزش برای سهام داران قرار می گیرد. این ارزش زایی از طریق تمرکز منابع سازمان و تصمیمات مدیریت بر محرکه های کلیدی ارزش آفرینی حاصل می شود. برخی تعاریف ارائه شده دیگر در مورد مدیریت مبتنی بر ارزش که مجموعا مکمل یکدیگرند و می توانند تصویر جامعی ازاین مقوله به دست دهند را مرور می کنیم.
مدیریت مبتنی بر ارزش رویکرد مدیریتی است که ضمن آن محور توجه به حداکثر نمودن ارزش برای سهام داران از طریق ایجاد فزونی بازده نسبت به هزینه سرمایه به کار گرفته شده می باشد.
مدیریت مبتنی بر ارزش شیوه مدیریت بنگاه با هدف ایجاد حداکثر ارزش درازمدت و پایدار برای سهام داران از طریق تلفیق رضایت مندی بازار سرمایه و بازار محصول می باشد.
مدیریت مبتنی بر ارزش، فلسفه مدیریتی است که با استفاده از ابزارها و فرآیندهای لازم، سازمان را در مجرای ایجاد حداکثر سود برای سهام داران قرار می دهد.
مدیریت مبتنی بر ارزش شیوه نوین اداره بنگاه است که به جای ایجاد ارقام سود بر روی کاغذ بر خلق ارزش واقعی تمرکز و تاکید دارد. در چنین رویکردی، ارزش واقعی آنگاه به دست می آید که بازده حاصله علاوه بر پوشش هزینه سرمایه گذاری، سهمی را برای پوشش ریسک به دست دهد.
مدیریت مبتنی بر ارزش ترکیبی است از باورها، اصول و فرآیندها که بنگاه را در نبرد در عرصه رقابت اقتصادی در جهت افزایش ارزش برای سهام داران پشتیبانی می نماید و به این منظور استراتژی، سیاست ها، سازمان، فرآیندها، نیروها، شیوه های سنجش عملکرد و پاداش را در خدمت تحقق این هدف به کار می گیرد.
مدیریت مبتنی بر ارزش عبارت است از فلسفه مدیریتی که خلق ارزش برای سهام داران را محور قرار داده و استراتژی ها، ساختار و فرآیندها و سیستم های سنجش عملکرد را در جهت تحقق این هدف محوری قرار می دهد.
تعاریف فوق که از میان ده ها تعریف مختلف از مفهوم VBM انتخاب شده است دارای وجوه مشترک زیر می باشند :
الف ) VBM یک فلسفه و رویکرد مدیریتی است.
ب) هدف VBM ایجاد حداکثر ارزش برای همه ذینفع ها و در محور آن ها سهام داران است.
ج) استراتژی ها، سیاست ها، منابع و فرآیندها باید در خدمت هدف ارزش آفرینی قرار گیرد.
با اعمال مدیریت مبتنی بر ارزش منافع فردی و منافع سازمانی همگرائی می یابد و امکان بروز توانایی های بالقوه و نهفته نیروها فراهم می گردد. (فخاریان، 1384)
2-3-پیشینه و روند تحول VBMنخستین سابقه شکل یابی VBM به پایان قرن هیجدهم و دوران انقلاب صنعتی و تولید انبوه ناشی از به کارگیری ماشین ابزار و کارگران صنعتی و مطرح شدن مفاهیمی مانند کارایی و بهره وری بر می گردد. طی قرن نوزدهم این مفاهیم توسعه و اهمیت بیشتری یافت. در سال 1900 F.Taylor مقوله " مدیریت علمی " را مطرح نمود. در این دوران سازمان ها پیچیدگی بیشتری یافته و تنوع محصول رواج بیشتری یافت. حسابداران نیز برای بیان ارزش زایی بنگاه شاخص بازار سرمایه (ROI) را ابداع نمودند. در سال 1938، Grant بحث اولیه ارزش زمانی پول برای تصمیمات سرمایه گذاری را مطرح نمود و در سال 1954 Dean طی پروژه - ریسرچای که در مجله بررسی های بازرگانی هاروارد (HBR) منتشر کرد استفاده از روش تنزیل گردش نقدینگی (DCF) را برای ارزشیابی طرح های سرمایه ای و سایر تصمیم گیری ها پیشنهاد نمود. متعاقب آن مقوله هایی مانند درآمد باقی مانده، سنجش مسئولیت، و قیمت های انتقالی ( بین واحدهای مختلف درون یک شرکت و یا شرکت های عضو یک گروه ) رواج یافت. در سال 1964 Peter Drucker "مدیریت نتیجه گرا" را منتشر ساخت و در سال 1986 Rappaport طی کتاب " ارزش آفرینی برای سهامدارن " مقوله ها و تکنینک های ارزش یابی بنگاه از جمله شاخص " بازده نقدینگی به سرمایه " را معرفی نمود. دهه 1980 با ابداع و به کار گیری مفاهیم و تکنیک هایی مانند مدیریت مبتنی بر فعالیت (ABM) و هزینه یابی بر مبنای فعالیت (ABC) همراه بوده است و دهه 1990 مدیریت ریسک و سود اقتصادی اهمیت یافت. سال 1994 بر اثر پیدایش شگفتی آفرین اینترنت، اقتصاد مبتنی بر دانش و سرمایه فکری برجسته شد و مدل های سنجش و اندازه گیری دارایی های نامشهود به عنوان یک ضرورت مطرح گردید. در همان زمان روش " ارزیابی متوازن " توسط Kaplan و Norton برای سنجش پیشبرد استراتژی ها و ارزش آفرینی برای ذینفع های مختلف ابداع و مطرح گردید. همه تدابیر، مفاهیم و تکنیک های فوق در خدمت تکامل تدریجی رویکرد مدیریت مبتنی بر ارزش و فراهم ساختن امکانات و ابزارهای کنترل و سنجش موفقیت در ارزش آفرینی بنگاه بوده است. (فخاریان، 1384)
2-4-متدولوژی تعیین ارزشاز منظر اقتصاددانان، ارزش آن گاه ایجاد می شود که بنگاه درآمدی بیش از هزینه (بهای) اقتصادی منابع به کار گرفته شده برای درآمد حاصله به دست آورد. هزینه منابع به کار گرفته شده شامل عناصر زیر است:
مواد مصرفی و استهلاک دارایی ها
هزینه های پرسنلی
مالیات
هزینه فرصت سرمایه به کار گرفته شده
به این ترتیب از دیدگاه اقتصاددانان، جمع درآمدها باید از مجموع عناصر هزینه چهارگانه فوق از جمله هزینه به کارگیری سرمایه افزون تر باشد. تا دهه 1980، نرخ بازده سرمایه معیار مناسبی برای سنجش موفقیت شرکت و ارزش آن قلمداد می شد. با تغییراتی که در بازار سرمایه و انتظارات سهام داران پدید آمده، شاخص های متعارف مالی به تنهایی کافی و پاسخگو نیست و از جمله نقدینگی و پتانسیل درآمدزایی آتی را در نظر نمی گیرد. در سنجش ارزش زایی، شرکت ها و سازمان های امروزین در مقابل سوالات اساسی زیر قرار دارند :
چگونه می توان ارزش سهام و ارزش برای سهام داران را افزایش داد؟
کدام معیار سنجش رابطه منطقی با ارزش سهام شرکت دارد ؟ (فخاریان، 1384)
2-5-ارزش افزوده
به مفهوم ما به ازای ارزشی است که بر اثر برخی اعمال و پدیده ها ایجاد می شود که در چارچوب ارزش های اقتصادی، تبیین و طبقه بندی می گردد. این ارزش نشان دهنده تفاوت ارزش معاملاتی (ارزش فروش) و ارزش کالا و خدمات خریداری شده (واسطه ای) است. فراهم کردن اطلاعات مورد نیاز جهت اعمال مدیریت آگاهانه از جمله ارزیابی منطقی عملکرد و دیگر کارکردهای مدیریتی، از اهداف ارزش افزوده است. به طور کلی، کاربرد ارزش افزوده در سه حوزه اقتصادی، مدیریتی و حسابداری نیز قابل تامل است. ارزش افزوده، ثروت ایجاد شده توسط واحد تجاری را اندازه گیری می کند، این ثروت حاصل کار و تلاش گروهی است که به نوعی در واحد تجاری سهیم بوده اند. به عبارت دیگر ارزش افزوده نشان دهنده جمع بازده حاصله موسسه توسط سرمایه گذاران، اعتباردهندگان، کارمندان و دولت می باشد، که قسمتی از این ثروت یا ارزش ایجاد شده در قالب سود سهام، بهره وام ها، حقوق و دستمزد (شامل بیمه و بازنشستگی و سایر مزایای کارکنان) و مالیات، به آنان توزیع می شود و قسمت باقی مانده به عنوان ذخایر یا برای سرمایه گذاری مجدد در همان واحد تجاری منظور می گردد. (سبحانی، 1365)
2-6-رویکردهای ارزیابی عملکرد
برای ارزیابی عملکرد مالی شرکت ها از رویکردهای مختلفی استفاده می شود که هر یک توانایی ها و کمبودهایی دارند. مهمترین این رویکردها را می توان به چهار گروه کلی دسته بندی کرد :
2-6-1-رویکردحسابداریمعیارهای حسابداری حاصل از مدل حسابداری شامل رشد فروش، سود، سود هر سهم، تقسیم سود و نرخ بازده حقوق صاحبان سهام می باشد. در این رویکرد همه معیارها به نحوی با سود حسابداری در ارتباطند. از آن جا که سود حسابداری به شدت تحت تاثیر روش های مختلف حسابداری است و مدیریت به راحتی می تواند از روش های مختلف برای هموارسازی سود استفاده کند، این معیارها نمی تواند معیار درستی برای سنجش عملکرد باشند. (داداشی خالص، 1387)
2-6-1-1-رشد فروشروند رشد فروش یکی از روش های تحلیل صورت های مالی است. این روش بیشتر در تجزیه و تحلیل صورتحساب سود و زیان مورد استفاده قرار می گیرد. طبق این معیار هر چه رشد مبلغ فروش واحد تجاری بیشتر باشد و روند بهتری داشته باشد، مدیریت آن واحد تجاری عملکرد مطلوب تری داشته است. بزرگترین نقصی که این معیار دارد در نظر نگرفتن هزینه هاست. به بیان دیگر، رشد فروش به تنهایی باعث افزایش ارزش شرکت نمی شود بلکه هزینه های واحد تجاری نیز عامل اساسی دیگری است که بر میزان سود شرکت تاثیر گذاشته و ارزش شرکت را دستخوش تغییر می نماید.(داداشی خالص، 1387)
2-6-1-2-سود
سود و سودآوری یک واحد انتفاعی از دیر باز مورد بحث اقتصاددانان و حسابداران بوده است و در حقیقت، فلسفه ایجاد یک واحد انتفاعی همان سودآوری است. اما آیا منظور از سود همان سودی است که در صورت های مالی نشان داده می شود ؟ خیر سودی که مورد نظر سهام داران و سرمایه گذاران است غیر از سودی است که در صورتحساب سود و زیان نشان داده می شود. با توجه به این که روش های مختلف پذیرفته شده در حسابداری راه را برای هموارسازی سود فراهم ساخته است. یعنی مدیریت با بهره گیری از روش های گوناگون حسابداری می تواند سودهای سال های مختلف را به طور یکنواخت گزارش کند. در هموارسازی سود، مدیریت به اقداماتی جهت کاهش نوسانات سودهای گزارش شده حسابداری دست می زند. بنابراین سود حسابداری نمی تواند مبنایی برای اندازه گیری عملکرد باشد. (داداشی خالص، 1387)
2-6-1-3-سود هر سهمسود هر سهم از تقسیم سود خالص بعد از مالیات بر تعداد سهام به دست می آید و طبعا همان ایرادهای اساسی که بر رشد سود وارد است بر آن نیز وارد می باشد، یعنی با دستکاری کردن سود و یا تغییر روش های پذیرفته شده در حسابداری، سود هر سهم نیز تغییر خواهد کرد. در حقیقت سود هر سهم تعیین کننده ارزش سهام شرکت نیست، زیرا تحقیقات نشان داده است که در مواردی سود هر سهم کاهش یافته ولی قیمت سهام افزایش یافته است. سود هر سهم فقط مربوط به دوره زمانی معین است و نمی تواند با توجه به آن در مورد ارزش شرکت قضاوت کرد. آن چیزی که تعیین کننده قیمت سهام یک شرکت است عرضه و تقاضای سهام است و عرضه و تقاضا مستقیما به پیش بینی سودهای آینده بستگی دارد. (داداشی خالص، 1387)
2-6-1-4-درصد تقسیم سودبسیاری بر این باورند که شرکتی که سیاست سود دائمی دارد و هر سال مقداری از سود خود را بین سهام داران تقسیم می کند شرکت موفقی است در حالی که در عمل این طور نیست. در حقیقت اگر به تقسیم سود به عنوان معیار اندازه گیری عملکرد اتکا کنیم قطعا نتیجه گیری صحیح نخواهد بود.
سود تقسیمی به سیاست سرمایه گذاری در شرکت بستگی دارد. در شرکت هایی که فرصت های سرمایه گذاری سودآور دارند سود را به عنوان یک منبع تامین مالی مثل سایر منابع مالی از قبیل وام، صدور سهام عادی و ممتاز تلقی می کنند. در حقیقت اگر شرکت فرصت سرمایه گذاری سودآور داشته باشد تقسیم سود اقرار به ضعف مدیریت شرکت در اجرای فرصت های سرمایه گذاری سودآور است. البته گاهی اوقات شرکت به دلیل اشباع شدن، فرصت های سرمایه گذاری ندارد. چنین مواقعی که بازده سرمایه گذاری کمتر از هزینه سرمایه است، تقسیم سود سیاست درستی خواهد بود. (داداشی خالص، 1387)
2-6-1-5-نرخ بازده صاحبان سهامنرخ بازده صاحبان سهام نیز دارای معایبی به شرح زیر می باشد :
همان طور که قبلا در مورد سود ذکر شد، نرخ بازده از تقسیم سود به حقوق صاحبان سهام به دست می آید. بنابراین نرخ بازده از سود ناشی می شود و سود حسابداری با توجه به روش محاسبه استهلاک، سرقفلی، هزینه های تحقیق و توسعه، روش ارزیابی موجودی، دخایر و... تغییر خواهد کرد. یعنی مدیریت می تواند با توجه به اهداف خود سود و نرخ بازده صاحبان سهام را تغییر دهد.
نرخ بازده حقوق صاحبان سهام تحت تاثیر روش تامین مالی شرکت است. اگر بازدهی که یک شرکت به دست می آورد بیش از نرخ بهره ی وام باشد در چنین شرایطی هر چه نسبت بدهی بیشتر باشد نرخ بازده صاحبان سهام افزایش می یابد. ولی برعکس اگر نرخ بازده سرمایه شرکت از نرخ بهره وام کمتر باشد هر چه نسبت بدهی بیشتر گردد نرخ بازده صاحبان سهام کاهش می یابد، بنابراین برای مقایسه نرخ بازده شرکت ها، به جای نرخ بازده حقوق صاحبان سهام باید نرخ بازده دارایی های شرکت مد نظر قرار گیرد.
نرخ بازده شرکت زمانی نشان دهنده موفقیت شرکت است که از متوسط نرخ هزینه سرمایه شرکت بیشتر باشد. نرخ بازده به تنهایی بدون مقایسه با متوسط نرخ هزینه سرمایه، معیاری غلط برای اظهارنامه و قضاوت درباره عملکرد شرکت خواهد بود. (داداشی خالص، 1387)
2-6-2-رویکرد مدیریت مالیاز مهمترین معیارهای این رویکرد، می توان به مدل های مختلف قیمت گذاری دارایی های سرمایه ای و مدل آربیتراژ اشاره کرد. در این مدل با محاسبه بازده سرمایه گذاری ها و مقایسه آن با نرخ بازده مورد انتظار سرمایه گذاران، عملکرد واحدهای تجاری را مورد ارزیابی قرار می دهند. (داداشی خالص، 1387)
2-6-2-1-مدل قیمت گذاری دارایی های سرمایه اییکی از مهمترین مدل های ارزش گذاری در دانش مدیریت مالی قیمت گذاری دارایی های سرمایه ای (Capital Asset Pricing Model)، است. با استفاده از این مدل، از طریق محاسبه بازده سرمایه گذاری ها و مقایسه آن با نرخ بازده مورد انتظار سرمایه گذاران در گذشته، می توان عملکرد واحدهای تجاری را مورد ارزیابی قرار داد. همچنین با برآورد نرخ بازده مورد انتظار سرمایه گذاری ها از طریق این مدل و مقایسه آن با نرخ بازده مورد انتظار سرمایه گذاران، برنامه های آتی مدیریت شرکت مورد ارزیابی قرار می گیرد.
مدل قیمت گذاری دارایی های سرمایه ای بیان می کند که اوراق بهاداری که به نحو صحیح قیمت گذاری شده باشند باید برای سرمایه گذاران آن ها، نرخ بازده ای مساوی نرخ سود تضمین شده اوراق بهادار بدون ریسک به علاوه صرفی بابت تقبل ریسک تامین نماید. در این مدل یک ارتباط خطی بین بتای سهام، که معرف ریسک سیستماتیک اوراق بهادار است، و نرخ بازده مورد انتظار اوراق بهادار وجود دارد. (داداشی خالص، 1387)
2-6-2-2-مدل قیمت گذاری آربیتراژتئوری قیمت گذاری آربیتراژ (APT) نیز همانند مدل قیمت گذاری دارایی های سرمایه ای، رابطه بین ریسک و بازده مورد انتظار را نشان می دهد. با این تفاوت که در این تئوری از مفروضات و رویه های متفاوتی استفاده می شود.
در تئوری قیمت گذاری آربیتراژ برای توضیح بازده اوراق بهادار از مدل عامل استفاده می شود. در این مدل، بازده دارایی ها از دو منبع ناشی می شود : یک منبع عمومی و یک منبع منحصر به فرد. طبق مفروضات، عامل منبع عمومی دارای ارزش مورد انتظار صفر است. بنابراین موضوع مربوط به انحراف از ارزش مورد انتظار است. منبع منحصر به فرد بازده، متغیر تصادفی است که انتظار می رود این عامل هم دارای ارزش مورد انتظار صفر باشد. (داداشی خالص، 1387)
2-6-3-رویکرد تلفیقی
در این رویکرد ارزیابی با ترکیب و تلفیق داده های حسابداری و اطلاعات بازار صورت می پذیرد. نسبت قیمت به سود هر سهم (P/E)، نسبت ارزش بازار دارایی ها به ارزش دفتری آن ها و نسبت کیوتوبین از جمله مهمترین این معیارهاست. این معیارها نمی توانند به تنهایی معیار تصمیم گیری قرار بگیرند و تجزیه و تحلیل آن ها الزاما باید بر مبنای این نسبت ها در چارچوب تحلیلی جامع و با ملاحظه سایر عوامل تاثیر گذار انجام گیرد. (داداشی خالص، 1387)
2-6-3-1-نسبت قیمت به سود هر سهماین نسبت ابزاری رایج برای تحلیل وضعیت شرکت ها، صنایع و بازار است. این نسبت پایه ارزیابی قیمت سهام بر مبنای سود شرکت است و بیشتر از سایر عوامل به عنوان پایه قیمت گذاری مورد استفاده قرار می گیرد. محاسبه این نسبت ساده است و به دلیل عدم دخالت عوامل ذهنی و قضاوت های فردی، کلیه استفاده کنندگان از این روش، به نتایج یکسانی می رسند. مطالعات تجربی نشان می دهد که رابطه نسبت قیمت به درآمد هر سهم با نرخ تورم، نرخ بهره و نرخ بازده مورد انتظار معکوس است. در همین حال، رابطه این نسبت با نرخ رشد سود مورد انتظار شرکت مثبت و مستقیم است.
هر چه قدر نسبت قیمت به عایدی هر سهم بیشتر باشد، انتظار بر این است که در سال های آتی، عایدی با نرخ رشد بیشتری افزایش یابد. تحلیلگران برای پی بردن به نرخ رشد عایدی، از بررسی رشد عایدی در گذشته کمک می گیرند و با در نظر گرفتن قابلیت بالقوه رشد عایدی در آینده، سطوحی از نرخ رشد را برای شرکت تعیین می کنند. سپس این نرخ را با نسبت قیمت به عایدی هر سهم مقایسه می نمایند. در صورتی که نسبت قیمت به عایدی هر سهم، از نرخ رشد عواید آتی سهم بیشتر باشد، سهام بالای ارزش تلقی می شوند و در صورتی که نسبت قیمت به عایدی هر سهم از نرخ رشد مورد انتظار کمتر باشد، زیر ارزش تلقی می شوند. (داداشی خالص، 1387)
2-6-3-2-نسبت ارزش بازار دارایی ها به ارزش دفتری آن هااین نسبت از تقسیم ارزش بازار دارایی ها به ارزش دفتری آن ها به دست می آید. طبق این معیار، هر چه مقدار این نسبت بزرگ تر باشد، عملکرد مدیریت بهتر می باشد و بر عکس. گرچه این نسبت بینشی از طرز تفکر سرمایه گذاران نسبت به عملکرد گذشته و دورنمای آتی شرکت به مدیریت می دهد، اگر نسبت های نقدینگی، مدیریت دارایی ها و بدهی ها و سودآوری تماما مطلوب باشند، در این صورت نسبت ارزش های بازار به ارزش دفتری دارایی ها نیز مطلوب خواهند بود و در نتیجه، به احتمال قریب به یقین قیمت هر سهم عادی شرکت به ارزش مورد انتظار آن نزدیک می شود. (داداشی خالص، 1387)
2-6-3-3-نسبت کیوتوبیناین نسبت یکی دیگر از ابزارهای اندازه گیری عملکرد شرکت هاست که از نسبت ارزش دفتری بدهی ها به علاوه ارزش بازار سرمایه شرکت بر روی ارزش دفتری دارایی های آن به دست می آید. نسخه ی اول این نسبت در سال 1977 توسط جیمز توبین ارائه گردید و باعث ایجاد تحولی عظیم در امر ارزیابی عملکرد شرکت ها شد. بعد از تحقیقات متعددی که متعاقبا پس از ابداع اولیه ی شاخص کیوتوبین انجام پذیرفته، نسخه های متداول بسیار زیادی از این شاخص به وجود آمده است، از قبیل کیوتوبین استاندارد، کیوتوبین ساده، کیوتوبین تعدیل شده، و... این نسبت بیان می کند که اگر شرکت ها دارای نسبت کیوتوبین بالای یک باشند، در مقایسه با شرکت هایی که دارای نسبت کمتر از یک هستند انگیزه و درصد احتمال بالایی برای سرمایه گذاری دارند.
به علت انتقادات زیادی که اخیرا در استفاده از معیارهای اندازه گیری عملکرد با استفاده از داده های حسابداری مطرح شده، جهت دوری گزیدن از این نواقص، شاخص کیوتوبین مطرح شد. از دیدگاه تئوری، نسبت کیوتوبین به جای این که یک نسبت بازده حسابداری مانند نسبت بازده حقوق صاحبان سهام و یا نسبت بازده مجموع دارایی ها باشد، بیشتر یک معیار اندازه گیری است. (داداشی خالص، 1387)
2-6-4-رویکرد اقتصادیدر این رویکرد، بیشتر مفاهیم اقتصادی برای ارزیابی عملکرد واحدهای تجاری استفاده می شود یعنی با تبدیل اطلاعات حسابداری از طریق انجام برخی تعدیلات به اطلاعات اقتصادی، این اطلاعات را مبنای ارزیابی عملکرد شرکت ها قرار دهند. این معیارها شامل ارزش افزوده اقتصادی، ارزش افزوده اقتصادی تعدیل شده، ارزش افزوده بازار می باشند و به عنوان بهترین معیارهای ارزیابی عملکرد مطرح اند زیرا ارزشی برای شرکت تعیین می کنند که مستقیما به عملکرد مدیریت بستگی دارد و به ارزش واقعی شرکت نزدیک است. (داداشی خالص، 1387)
2-6-4-1-ارزش افزوده اقتصادی Economic Value Addedبه طور کلی می توان گفت که هدف از اندازه گیری سود عبارت است از تعیین این که وضعیت یک واحد تجاری در نتیجه عملیاتی که طی یک دوره معین انجام داده چه میزان تغییر یافته است. ولی باید توجه داشت که علاوه بر مبلغ سود کیفیت آن نیز مهم است. این که سود با چه میزان سرمایه گذاری حاصل شده و هزینه سرمایه چقدر بوده است. این مفهوم از سودآوری در معیار ارزش افزوده اقتصادی نهفته است. این معیار میزان اثر بخشی عملیات شرکت را اندازه گیری می کند اگر نتیجه این اندازه گیری مثبت بود می توان چنین نتیجه گرفت که مدیریت طی عملیات دوره جاری ارزش شرکت را افزایش داده است و چناچه منفی بود عملکرد مدیریت باعث کاهش ارزش واحد تجاری شده است. (داداشی خالص، 1387)
2-7-پیشینه و تکامل ارزش افزوده اقتصادیتکامل سود اقتصادی یا همان ارزش افزوده اقتصادی ریشه های تاریخی دارد که رد پایش را می توان در تعاریف اقتصاددانان کلاسیک از سود باقی مانده (سود اضافی) جست. به عنوان مثال، آلفرد مارشال، اقتصاددان معروف انگلیسی در 1890 سود اقتصادی را این گونه تعریف می کند:
سود اقتصادی آن چیزی است که بعد از کسر کل هزینه های سرمایه باقی می ماند که می توان آن را "سود مدیریت" یا "سود تهعد" نیز نامید. بر اساس تعریف مارشال، دیدگاه اقتصاددانان کلاسیک در مورد سود به طور ریشه ای متفاوت از ابزارهای حسابداری سنجش سود مانند سود پس از بهره و مالیات و سود نقدی پس از بهره و مالیات و ... است. تفاوت کلیدی بین سوداقتصادی و سود حسابداری دراین نهفته است که اقتصاددانان اعتقاد دارند یک شرکت واقعا زمانی سودآور است که:
درآمدش بتواند هزینه های جاری عملیاتی و تولیدی شرکت را پوشش دهد.
بازدهی معقولی را برای مالکان که سرمایه شان را در شرکت به کار انداخته اند ایجاد کند.
اساسا نظریه ارزش افزوده اقتصادی بر مبنای دو اصل زیر بنا شده است:
شرکت سودآور نیست، مگر این که درآمدهایش بیش از هزینه های فرصت آن باشد.
ثروت سهام داران زمانی ایجاد می شود که مدیران شرکت، تصمیمات سرمایه گذاری را طوری اتخاذ کنند که ارزش فعلی خالص آن ها (با نرخ تنزیلی حداقل معادل هزینه ی سرمایه ی شرکت) مثبت باشد.
در حالی که ریشه های EVA به اقتصاددانان کلاسیک بر می گردد، سه اقتصاددان پیشرو آمریکایی قرن بیستم، ایروینگ فیشر، در طول دهه 1930 و میلرو مودیلیانی(MM) از ابتدای دهه 1950 تا اواخر دهه 1960 معنی کاملتری از سود اقتصادی در حوزه ارزش گذاری شرکت بسط داده اند.
فیشر، یک ارتباط اساسی بین NPVوجریانات نقدی مورد انتظار تنزیل شده ایجاد کرد. MM، نشان داد که تصمیمات سرمایه گذاری با NPV مثبت، محرک ارزش و قیمت سهام شرکت است. در طول دهه 1970، استرن در حال بررسی مشکلات و معایب روش های ارزش گذاری مبتنی بر حسابداری بود، تا این که در سال 1986 شریکش آقای استیوارت در موسسه مشاوره ای استرن و استیوارت(واقع در نیویورک) کتاب The Quest for Value را منتشر کرد و دراین کتاب، EVA را به عنوان روش تعیین ارزش حقوق صاحبان سهام معرفی نمود. در واقع EVA در طی 20 سال که استرن استیوارت با هم کار می کردند، توسعه یافت. (بنانی، 1386)
2-8-محاسبه ارزش افزوده اقتصادیارزش افزوده اقتصادی از حاصل ضرب تفاوت بین نرخ بازده (r) و نرخ هزینه سرمایه (c) در مبلغ سرمایه به دست می آید :
اقتصادی افزوده ارزش=(سرمایه بازده نرخ-سرمایه هزینه نرخ)×سرمایهEVA=r-c×CapitalRONA=r=NOPATCapitalNOPAT=EBIT×(1-مالیات نرخ)EVA = ارزش افزوده اقتصادی
WACC= C = نرخ میانگین موزون هزینه سرمایه
RONA = r = نرخ بازده سرمایه گذاری
Capital = سرمایه به کار گرفته شده
NOPAT = سود خالص عملیاتی پس از مالیات
پس می توان فرمول ارزش افزوده اقتصادی را نیز به صورت زیر نوشت : (محمودزاده، 1389)
EVA=NOPAT-WACC×Capital2-9-اجزای تشکیل دهنده ارزش افزوده اقتصادیمهمترین اجزای ارزش افزوده اقتصادی عبارت است از :


2-9-1-سرمایه Capitalهر واحد تجاری به منظور تولید یا ارائه خدمات نیازمند پول و سرمایه است تا بتواند دارایی های مورد نیاز را خریداری و هزینه ی عملیات را بپردازد. وجوه لازم برای تامین و راه اندازی یک شرکت از محل عرضه و فروش سهام و یا وام های بلند مدت از جمله وام های بانکی تامین می شود که جزء منابع تامین مالی شرکت به شمار می روند.
شرکت با استفاده از این سرمایه، اقلام دارایی را تهیه می کنند که مصارف سرمایه تلقی می شوند، این اقلام در سمت راست و منابع تامین مالی در سمت چپ ترازنامه می آیند. به بیان دقیق تر ترازنامه یک شرکت نشان دهنده ی منابع و مصارف سرمایه است و به عنوان مبنایی جهت تعیین میزان سرمایه به کار می رود و بیشتر شبیه به یک حساب پس انداز می باشد. طبق تعریف استیوارت، سرمایه برابر با کلیه وجوه نقدی است که در طول عمر مفید یک واحد تجاری صرف نظر از منایع تامین مالی آن، نام حساب یا اهداف تجاری به درون شرکت وارد شده است.
مهم نیست که سرمایه از طریق بدهی و یا حقوق صاحبان سهام تامین شود، بلکه سوال اصلی این است آیا مدیریت از این وجوه به نحو احسن استفاده می نماید ؟ به عبارت دیگر استفاده بهینه از وجوهی که در حساب سرمایه شرکت دخیره می شود به موفقیت مدیریت شرکت در زمینه کسب عایدات ناشی از سرمایه و نرخ تنزیل عایدات، بستگی دارد. از تعریف استیوارت مشخص می شود که تعریف وی از سرمایه با تعریف حسابداری منطبق نیست بلکه از آن به سرمایه اقتصادی تعبیر می شود.
استیوارت با تعدیلاتی که پیشنهاد می کند، سرمایه اقتصادی را مطرح می سازد که با تعریف حسابداران منطبق نیست. (محمودزاده، 1389)
2-9-2-سود خالص عملیاتی پس از مالیات NOPATاین سود پارامتر مهمی است که بازده قابل دستیابی تمامی سرمایه گذاران در واحد تجاری را نمایش می دهد. شایان ذکر است که NOPAT معیاری جهت اندازه گیری سود ناشی از عملیات بوده و استفاده و عدم استفاده از وام تاثیری در آن ندارد. در واقع آنچه اهمیت دارد مولد بودن سرمایه ای است که به کار رفته است و نه روش تامین مالی آن. به عبارت دیگر استیوارت به تفکیک سود عملیاتی و نرخ بازده شرکت از یک طرف و قدرت تامین مالی و هزینه سرمایه شرکت می پردازد. (محمودزاده، 1389)
2-9-3-نرخ بازده کل سرمایه Rate of Return on Total Capitalاین نرخ از تقسیم سود عملیاتی پس از مالیات (NOPAT) بر سرمایه (Capital) محاسبه می شود :
r=NOPATCapitalو از آن به نرخ بازده خالص دارایی ها (RONA) نیز تعبیر می شود.
اگر بازده وام دهندگان برابر با هزینه بهره و بازده سهام داران برابر با مجموع سود تقسیمی و افزایش قیمت سهام باشد این نرخ، بازده کل سرمایه را مشخص می کند و نه بازده حقوق صاحبان سهام را، زیرا همان گونه که گفته شد NOPAT در محاسبه نرخ بازده سرمایه با تغییر در ترکیب بدهی و سهام شرکت همچنان ثابت می ماند در حالی نرخ بازده صاحبان سهام تحت تاثیر روش تامین مالی و ساختار سرمایه می باشد و به این ترتیب اگر بازده شرکت بیش از بهره وام باشد، و هر چه نسبت بدهی بیشتر باشد نرخ حقوق صاحبان سهام افزایش می یابد و بالعکس اگر نرخ بازده سرمایه شرکت کمتر از نرخ بهره وام باشد، هر چه بدهی بیشتر شود، نرخ بازده صاحبان سهام کاهش می یابد. بنابراین نرخ بازده سرمایه به دلیل حذف کامل تاثیر ساختار مالی در مقایسه با نرخ بازده صاحبان سهام معیار مناسب تری برای بررسی وضعیت عملیاتی شرکت می باشد.
این نرخ میزان سودمندی به کار گرفته شده را صرف نظر از رئوس تامین آن، اندازه گیری می کند و از ثبت های حسابداری تعهداتی و نیز محافظه کاری های افراطی صورت های مالی که باعث بد جلوه دادن عملیات می گردد، آزاد است. به منظور قضاوت درباره عملیات شرکت، بایستی این نرخ را با متوسط نرخ هزینه سرمایه مقایسه کرد. (محمودزاده، 1389)
برای محاسبه نرخ بازده کل سرمایه از دو روش مالی و عملیاتی می توان استفاده کرد.
2-9-3-1-روش مالی محاسبه نرخ بازدهبرای محاسبه Capital و NOPAT، کلیه بدهی های بهره دار به سهام عادی اضافه می گردد و صرفه جویی های مالیاتی نیز به سود حسابداری اضافه می شود.
همچنین معادل های حقوق صاحبان سهام به سهام عادی اضافه و افزایش در معادل های حقوق صاحبان سهام به خالص سود عملیاتی پس از مالیات اضافه می گردد تا Capital و NOPAT، تعدیل شوند. این رویکرد به رویکرد مالی معروف است. در این رویکرد از سمت چپ ترازنامه استفاده می شود که در جدول 2-1 مشاهده می شود.
معادل های حقوق صاحبان سهام(Equity Equivalence) یکسری ارزش هایی هستند که در شرکت وجود دارد ولی در ترازنامه و سود و زیان منعکس نمی گردد. برای محاسبه بازده سرمایه بایستی به سود واقعی و سرمایه واقعی برسیم.
جدول (2-1)- رویکرد مالی در محاسبه سرمایه و NOPAT
سرمایه خالص سود عملیاتی پس از مالیات (NOPAT)
= سهام عادی = سود ویژه سهام داران عادی
+ معادل های حقوق صاحبان سهام + افزایش در معادل های حقوق صاحبان سهام
= حقوق صاحبان سهام تعدیل شده = سود خالص عملیاتی
+ سرمایه سهام ممتاز + سود سهام ممتاز
+ منافع اقلیت + دخیره منافع اقلیت
+ بدهی + هزینه بهره پرداختی پس از صرفه جویی مالیاتی
معادل های حقوق صاحبان سهام ارزش دفتری حسابداری را به مانده ای که استیوارت آن را ارزش دفتری اقتصادی می نامد افزایش می دهد. خلاصه این معادل ها در جدول2-2 آمده است که اثر آن ها بر سرمایه و NOPAT مشخص گردیده است. (محمودزاده، 1389)
جدول (2-2)- معادل های حقوق صاحبان سهام
انتقال به حساب سرمایه (Capital) انتقال به NOPAT
اندوخته مالیات معوق افزایش دراندوخته مالیات معوق
اندوخته ارزیابی موجودی کالا به روش LIFO افزایش در اندوخته ارزیابی موجودی کالا به روش LIFO
استهلاک انباشته سرقفلی هزینه استهلاک سرقفلی
سرقفلی ثبت نشده ........
خالص دارایی نامشهود سرمایه ای افزایش در خالص دارایی نامشهود سرمایه ای
اندوخته روش هزینه یابی کامل افزایش در اندوخته روش هزینه یابی کامل
سایر اندوخته ها و ذخایر افزایش در سایر اندوخته ها و ذخایر
2-9-3-2-روش عملیاتی محاسبه نرخ بازدهنرخ بازده سرمایه گذاری را نیز می توان از روش عملیاتی محاسبه کرد که کاملا معادل روش مالی است. در این دیدگاه سرمایه به عنوان خالص سرمایه در گردش (Net Working Capital) به اضافه خالص دارایی ثابت (Net Fixed Asset) تعریف می گردد. خالص سرمایه در گردش در واقع دارایی های جاری منهای بدهی های جاری بدون بهره (Non-Interest Bearing Current Liabilities)، است.
منطق اصلی خروج بدهی های بدون بهره از سرمایه این است که هزینه های مالی این گونه هزینه ها (مثل پرداخت های کارکنان و فروشندگان و... ) در حساب کالای فروش رفته منظور شده است. خالص دارایی ثابت شامل خالص مانده حساب زمین، ساختمان، ماشین آلات و تجهیزات، سرقفلی و دیگر سرمایه گذاری های بلند مدتی است که در فعالیت های واحد تجاری مورد نیاز می باشد، که در جدول2-3 آمده است. خلاصه روش عملیاتی به شرح زیر می باشد : (محمودزاده، 1389)
جدول (2-3)- رویکرد عملیاتی در محاسبه سرمایه و NOPAT
سرمایه خالص سود عملیاتی پس از مالیات (NOPAT)
= خالص سرمایه در گردش (NWC) = فروش
+ خالص دارایی های ثابت -هزینه عملیاتی
-مالیات
2-10-تعدیلات حسابدارییکی از ویژگی های محاسبه ی EVA برخی تعدیلات حسابداری است. این تعدیلات، عمدتا مربوط به نتایج اصل محافظه کاری در حسابداری است. انجام این تعدیلات باعث می شود که سوگیرهایی که ناشی از بازی با سود است، حذف گردد. به طور خلاصه می توان گفت تعدیلات حسابداری طراحی شده اند تا :
سوگیری های ناشی از اصل محافظه کاری در حسابداری را از بین ببرند.
نرخ بازده حسابداری به نرخ بازده اقتصادی و نرخ بازده داخلی نزدیک تر شود.
توانایی مدیریت در دستکاری سود از طریق بازی کردن با ذخیره مطالبات مشکوک الوصول و سایر ذخایر کاهش یابد.
در ابتدا استیوارت 164 تعدیل، پیشنهاد می کند که به علت حجم زیاد این تعدیلات و انتقادات وارد بر آن، این تعدیلات را کاهش داده و به حدود 5 الی 15 تعدیل می رساند. زیرا برخی از این تعدیلات با توجه به زحمات و هزینه لازم ، قابل توجیه نمی باشد. استیوارت این تعدیلات را تحت عنوان معادل های حقوق صاحبان سهام یاد می کند. استیوارت فقط تعدیلاتی را برای محاسبه EVA توصیه می کند که از عهده 4 آزمون زیر بر آیند :
الف) تاثیر با اهمیتی بر EVA داشته باشد.
ب) مدیران بتوانند بر نتایج حاصله تاثیر گذار باشند.
ج) برای افراد سطوح عملیاتی قابل درک باشد.
د) اطلاعات مورد نیاز برای تجزیه و تحلیل و یا ردیابی ساده باشند. (محمودزاده، 1389)
که مهمترین این تعدیلات عبارت است از :
2-10-1-ذخیره مالیات بر درآمد معوق Deferred Income Tax Reserveحساب مالیات معوق موقعی ایجاد می گردد که شرکت ها دو نوع صورت مالی تهیه کنند : صورت مالی اول جهت ارائه به وزارت دارایی و صورت مالی دوم جهت ارائه به سهام داران. سود ابزاری مشمول مالیات که بر اساس قوانین و مقررات مالیاتی محاسبه می شود و اغلب موارد با سود گزارش شده در صورت های مالی تهیه شده بر اساس GAAP مغایر است. لذا بدهی مالیات بر درآمد ابزاری با هزینه مالیات بر درآمد بر اساس GAAP تفاوت دارد. که تفاوت مذکور را در حساب مالیات های معوق منظور می گردد.
استیوارت اعتقاد دارد زمانی مالیات جزء هزینه ها محسوب می شود که پرداخت شود و نه زمانی که توسط حسابداران ثبت گردد. با برگرداندن افزایش طی دو دوره در این حساب بوجود می آید به سود در NOPAT فقط مالیات پرداخت شده را خواهیم داشت. (محمودزاده، 1389)
2-10-2-اندوخته ارزیابی موجودی کالا به روش LIFOبرخی شرکت ها به منظور استفاده از صرفه جویی مالیاتی در زمان افزایش قیمت ها از روش LIFO (اولین صادره از آخرین وارده) برای ارزیابی موجودی استفاده می کنند. به این ترتیب موجودی کالا به بهای تمام شده سنوات گذشته محاسبه می گردد و در طرف دیگر در ترازنامه حساب سرمایه کمتر نشان داده می شود.
لذا در محاسبه EVA بایستی موجودی کالای ارزیابی با روش LIFO را به ارزش های جاری تعدیل کرد. عملا اضافه کردن ذخیره LIFO به سرمایه موجب ارزیابی موجودی FIFO (اولین صادره از اولین وارده) می گردد. همچنین اضافه نمودن این ذخیره به NOPAT، سود شناسایی نشده مربوط به نگهداری موجودی که ایجاد ارزش نموده است را در حساب NOPAT منعکس می کند. (محمودزاده، 1389)
2-10-3-استهلاک انباشته سرقفلیسرقفلی زمانی به وجود می آید که شرکتی، شرکت دیگر را به قیمتی بیش از ارزش بازار آن شرکت تحصیل کند. حسابداران معتقدند که سرقفلی ناشی از تحصیل یک واحد تجاری به روش خرید بایستی طی دوره هایی که بیش از 40 سال نباشد مستهلک گردد. از آن جا که هزینه مذکور غیر نقدی و غیر قابل قبول از نظر مالیاتی است آن را به سود اضافه می کنیم و به منظور حفظ رویه استهلاک انباشته آن را نیز به سرمایه منتقل نمود. (محمودزاده، 1389)
2-10-4-سرقفلی ثبت نشدههنگامی که در مورد تحصیل یک شرکت از روش اتحاد منافع استفاده می شود سرقفلی شناسایی نمی گردد. در روش اتحاد منافع دارایی ها و بدهی های شرکت سرمایه پذیر به ارزش دفتری ثبت می شوند. اما از نظر سهام داران شرکت خریدار هزینه واقعی این تحصیل ارزش بازار سهام شرکت در تاریخ معامله است. اختلاف بین ارزش دفتری و ارزش بازار سهام پیشنهادی، سرقفلی ثبت نشده می باشد. لذا سرقفلی شناسایی نشده به عنوان یک دارایی ثبت نشده که مستهلک نمی گردد به حساب سرمایه اضافه می گردد. (محمودزاده، 1389)
2-10-5-دارایی های نامشهودمخارج تحقیق و توسعه چون دارای انتفاع متصور می باشند باید به سرمایه اضافه شوند و طی دوره مشخصی از عمر پروژه به حساب سود و زیان منظور گردد. بنابراین از یک سو تحقیق و توسعه به عنوان یکی از معادل های حقوق صاحبان سهام به سرمایه اضافه می گردد و از طرف دیگر هزینه استهلاک آن به NOPAT اضافه می گردد. از طرف دیگر هزینه هایی مانند تبلیغات و بازاریابی و شرکت در نمایشگاه ها و آموزش... را نیز می توان سرمایه ای تلقی کرد. (محمودزاده، 1389)
2-10-6-هزینه یابی کامل در مقابل کوشش های موفقیت آمیزصورت های مالی شرکت هایی که از روش حسابداری کوشش های موفقیت آمیز استفاده می کنند بایستی به روش هزینه یابی کامل اصلاح و ارائه مجدد گردد، چرا که قسمتی از سرمایه ای که برای تولید محصولات موفق مورد نیاز است ناشی از سرمایه گذاری در تولیدات ناموفق است. به همین جهت کلیه هزینه هایی که در روش کوشش های موفقیت آمیز به حساب هزینه منظور می گردد باید سرمایه ای گردند. (محمودزاده، 1389)
2-10-7-سایر ذخیره هادخیره های احتیاطی، زمان واقعی دریافت ها و پرداخت های نقدی را مبهم می سازد. ذخیره هایی مانند ذخیره مطالبات مشکوک الوصول، ذخیره موجودی های از رده خارج و ذخیره گارانتی در صورتی که در فعالیت های شرکت وقوع مکرر داشته باشند که بایستی به عنوان معادل های حقوق صاحبان سهام به شمار آیند. باید هر گونه افزایش در این ذخایر را به حساب سود اضافه نماییم. (محمودزاده، 1389)
2-11-هزینه سرمایه Cost of Capital
هزینه سرمایه، هزینه تامین مالی بلند مدت شرکت است. شرکت ها از طریق بدهی ها و حقوق صاحبان سهام، منابع مالی را تامین می کنند و آنها را در دارایی ها بکار می گیرند. هزینه ای که شرکت ها بابت تامین مالی از طریق بدهی بلند مدت و حقوق صاحبان سهام متحمل می شوند، هزینه سرمایه نام دارد.
وجوه تامین شده به امید کسب بازده در دارایی ها به کار برده می شوند و شرکت وقتی عقلایی و بهینه عمل می کند که بازده حاصل از هزینه تامین مالی بیشتر باشد. بنابراین هزینه سرمایه حداقل نرخ بازدهی است که تحصیل آن برای حفظ ارزش شرکت (یا قیمت سهام) ضروری است.
مدیران باید راجع به هزینه سرمایه که غالبا حداقل نرخ بازده مورد انتظار نامیده می شود، برای مواردی مانند 1) اتخاذ تصمیمات بودجه بندی سرمایه ای، 2)استقرار ساختار بهینه سرمایه و 3) تصمیم گیری نسبت به اجاره بلند مدت، جایگزینی اوراق قرضه، مدیریت سرمایه در گردش و...، اطلاعات کافی داشته باشند. هزینه سرمایه با میانگین موزون اجزای مختلف ساختار سرمایه شرکت مانند بدهی بلند مدت، سهام ممتاز، سهم عادی و سود انباشته محاسبه می شود.(مدرس و عبداله زاده، 1391)
2-11-1-هزینه بدهی (اوراق قرضه)هزینه بدهی، هزینه ای است که شرکت بابت وجوه تامین شده از طریق اخذ وام یا انتشار اوراق قرضه بلند مدت متحمل می شود. هزینه بدهی قبل از مالیات را می توان از طریق تعیین نرخ بازده داخلی یا بازده تا سررسید جریان های نقدی اوراق قرضه به دست آورد. فرمول زیر را نیز می توان برای تقریب بازده تا سررسید اوراق قرضه مورد استفاده قرار داد:
Ki=I+M-VnM+V2که در آن:
I= مبلغ بهره پرداختی سالانه
M= ارزش اسمی
V= خالص وجوه حاصل از فروش اوراق قرضه (ارزش جاری)
n= مدت به سال
هزینه بهره، هزینه قابل قبول مالیاتی است و مالیات را کاهش می دهد. بنابراین هزینه موثر بدهی با توجه به نرخ مالیات کاهش می یابد. هزینه بدهی بعد از مالیات برابر است با:
Kd=Ki (1-t)که در آن t نرخ مالیات می باشد. (مدرس و عبداله زاده، 1391)
2-11-2-هزینه سهام ممتازهزینه سهام ممتاز هزینه ای است که شرکت بابت تامین مالی از طریق انتشار سهام ممتاز متحمل می شود. هزینه سهام ممتاز، Kp، از تقسیم سود سالانه سهام ممتاز dp، بر خالص وجوه حاصل از فروش آن، p، بدست می آید:
Kp=dppچون سود سهام ممتاز بعد از محاسبه و کسر مالیات شرکت پرداخت می شود، پس مالیات کاهنده نیست و هزینه آن تعدیل مالیاتی ندارد. (مدرس و عبداله زاده، 1391)
2-11-3-هزینه سهام عادیهزینه سهام عادی نیز همانند سایر منابع تامین مالی، هزینه وجوه تامین شده از محل فروش سهام است. هزینه سهام عادی موجود (یا سود انباشته) Ks، معمولا نرخ بازده ای است که سرمایه گذاران از سهام عادی یک شرکت مطالبه می کنند. سه روش برای اندازه گیری هزینه صدور سهام عادی وجود دارد:
مدل رشد گوردون
مدل قیمت گذاری دارایی های سرمایه ای (CAPM)
مدل تعدیل نرخ اوراق قرضه(مدرس و عبداله زاده، 1391)