–393

به نام خدا
منشور اخلاق پژوهش
با یاری از خداوند سبحان و اعتقاد به این که عالم محضر خداست و همواره ناظر بر اعمال انسان و به منظور پاس داشت مقام بلند دانش و پژوهش و نظر به اهمیت جایگاه دانشگاه در اعتلای فرهنگ و تمدن بشری، ما دانشجویان و اعضاء هیئت علمی واحدهای دانشگاه آزاد اسلامی متعهد می گردیم اصول زیر را در انجام فعالیت های پژوهشی مد نظر قرار داده و از آن تخطی نکنیم:
1. اصل برائت: التزام به برائت جویی از هرگونه رفتار غیرحرفه ای و اعلام موضع نسبت به کسانی که حوزه علم و پژوهش را به شائبه های غیرعلمی می آلایند.
2. اصل رعایت انصاف و امانت: تعهد به اجتناب از هرگونه جانب داری غیر علمی و حفاظت از اموال، تجهیزات و منابع در اختیار.
3. اصل ترویج: تعهد به رواج دانش و اشاعه نتایج تحقیقات و انتقال آن به همکاران علمی و دانشجویان به غیر از مواردی که منع قانونی دارد.
4. اصل احترام: تعهد به رعایت حریم ها و حرمت ها در انجام تحقیقات و رعایت جانب نقد و خودداری از هرگونه حرمت شکنی.
5. اصل رعایت حقوق: التزام به رعایت کامل حقوق پژوهشگران و پژوهیدگان (انسان،حیوان ونبات) و سایر صاحبان حق.
6. اصل رازداری: تعهد به صیانت از اسرار و اطلاعات محرمانه افراد، سازمان ها و کشور و کلیه افراد و نهادهای مرتبط با تحقیق.
7. اصل حقیقت جویی: تلاش در راستای پی جویی حقیقت و وفاداری به آن و دوری از هرگونه پنهان سازی حقیقت.
8. اصل مالکیت مادی و معنوی: تعهد به رعایت کامل حقوق مادی و معنوی دانشگاه و کلیه همکاران پژوهش.
225298014351000023666452006600009. اصل منافع ملی: تعهد به رعایت مصالح ملی و در نظر داشتن پیشبرد و توسعه کشور در کلیه مراحل پژوهش.
سپاسگزاری :
مراتب سپاس و قدردانی خود را به استاد ارجمند سرکار خانم دکتر محبوبه چین‌آوه که با همکاری فراوان و راهنمایی‌های ارزنده و خردمندانه خود مرا در به انجام رساندن این تحقیق یاری نمودند تقدیم می‌دارم.
از استاد مشاور محترم سرکار خانم نادره سهرابی به پاس زحمات بی دریغشان کمال تشکر و قدردانی را دارم.

تقدیم به:
پدر و مادر عزیزم و همسر مهربانم که در تمام مراحل پشتیبان من بودند.
فهرست مطالب
عنوانصفحه
چکیده1 TOC o "1-3" h z u فصل اول: کلیات پژوهش1-1 مقدمه31-2 بیان مسئله51-3 اهمیت و ضرورت پژوهش91-4 اهداف 101-5 تعاریف نظری و عملیاتی متغیر ها10فصل دوم: ادبیات پژوهش
2-1 چارچوب نظری 142-1-1 جهت گیری هدف 142-1-2 کمال گرایی 372-1-3 مسئولیت پذیری 452-2 پیشینه پژوهش 522-3 جمع بندی 542-4 فرضیه های پژوهش 56HYPERLINK l "_Toc293430815"فصل سوم: روش پژوهش
3-1 روش پژوهش 58
3-2 جامعه، نمونه و روش نمونه گیری583-3 ابزارهای اندازه گیری 593-4 روش اجرای پژوهش 633-5 روش تجزیه و تحلیل اطلاعات 633-6 ملاحظات اخلاقی 64فصل چهارم: یافته های پژوهش
4-1 یافته های توصیفی 664-2 یافته های استنباطی 67فصل پنجم: بحث و نتیجه گیری
5-1 خلاصه پژوهش 745-2 بحث و نتیجه گیری 745-3 محدودیت ها و پیشنهادات82منابع
منابع فارسی85منابع لاتین90پیوست‌ها
پرسشنامه ها ................................................................................................................................................94
چکیده لاتین 93فهرست جداول
عنوان جدولصفحهHYPERLINK l "_Toc293430815"
جدول 4-1 میانگین و انحراف معیار متغیر های پژوهش 66جدول 4-2 ماتریس همبستگی بین متغیر ها مورد بررسی 67
جدول 4-2: نتایج تحلیل رگرسیون و پیش بینی میزان جهت گیری یادگیری بر اساس مسئولیت پذیری68
جدول 4-3: تحلیل رگرسیون و پیش بینی جهت گیری هدف عملکرد- گرایشی بر اساس مسئولیت پذیری 68 جدول 4-4: تحلیل رگرسیون و پیش بینی جهت گیری هدف عملکرد گریزی بر اساس مسئولیت پذیری69 جدول 4-5: تحلیل رگرسیون و پیش بینی بلاتکلیفی در جهت گیری هدف بر اساس مسئولیت پذیری69 جدول 4-6: تحلیل رگرسیون و پیش بینی جهت گیری یادگیری بر اساس کمال گرایی70 جدول 4-7: تحلیل رگرسیون و پیش بینی جهت گیری هدف عملکرد گرایشی بر اساس کمال گرایی71 جدول 4-8: تحلیل رگرسیون و پیش بینی جهت گیری هدف عملکرد گریزی بر اساس کمال گرایی71 جدول 4-9: تحلیل رگرسیون و پیش بینی بلاتکلیفی در جهت گیری هدف بر اساس کمال گرایی72بررسی رابطه بین مسئولیت‌پذیری و کمال‌گرایی با جهت‌گیری هدف
در دانشجویان دانشگاه آزاد اسلامی واحد ارسنجان
به وسیله: مریم سیادتان
چکیده:
پژوهش حاضر با هدف بررسی رابطه بین کمال گرایی و مسئولیت پذیری با جهت گیری هدف در بین دانشجویان دانشگاه آزاد اسلامی واحد ارسنجان انجام شد جهت انجام پژوهش از بین این دانشجویان تعداد 358 نفر بصورت نمونه گیری دردسترس انتخاب شدند و سپس با استفاده از پرسشنامه های جهت گیری هدف وندی ویل( ١٩٩٧ )، مقیاس چند بعدی کمال گرایی(فلت و هویت،1991) و مسئولیت پذیری اجتماعی(عبدل و ابراهیم، 2002) مورد ارزیابی قرار گرفته و پس از تکمیل پرسشنامه ها، با استفاده از ابزار کامپیوتری SPSS یافته های مورد ارزیابی قرار گرفته و جهت تجزیه و تحلیل اطلاعات از روش های آماری همبستگی پیرسون، تحلیل رگرسیون خطی به شیوه همزمان استفاده شد و نتایج حاکی از این بود که مسئولیت پذیری قادر به پیش بینی بخشی از واریانس جهت گیری هدف می باشد، کمال گرایی قادر به پیش بینی بخشی از واریانس جهت گیری هدف می باشد.
کلمات کلیدی: کمال گرایی- مسئولیت پذیری- جهت گیری هدف

فصل اول
کلیات پژوهش
2501660663383
1-1 مقدمه:
جهت گیری هدف از متغیرهایی است که در ارتباط با پیشرفت و موفقیت در زندگی شخصی، تحصیلی و شغلی از اهمیت بسزایی برخوردار است و در این باره نظریات بسیاری مطرح شده است. نظریه جهت گیری هدف یکی از کاربردی ترین دیدگاه های انگیزش پیشرفت محسوب می شود(پینتریچ و شانک، 2002) که به جای پرداختن به اینکه فراگیر در موقعیت پیشرفت به تلاش در موقعیت های پیشرفت را محور "چرایی" چیزی که می خواهد برسد، ادراک فراگیر از" چه" بحث قرار داده اند(اردن و ماهر،1995) هرچند که جهت گیری های هدف بصورت های مختلفی مطرح شده اند، اما هسته مفهومی همه الگوها و نظریه ها این است که چه قصد و نیتی برای فعالیت و رفتارهای مرتبط با پیشرفت وجود دارد و مفهوم جهت گیری هدف بر قصد و نیت برای پیشرفت در تکالیف تأکید دارد(پینتریچ و شانک،2002؛ ایمز ،1992) با مروری بر پیشینه تحقیقات، در ارتباط با انواع جهت گیری هدف، دو نوع جهت گیری هدف، تبحری و عملکردی را شناسایی کرده که محور بیشترین توجه بوده است. برخی از محققان چارچوب جهت گیری هدف دو بخشی، تبحری و عملکردی، را مورد بازبینی و اصلاح قرار دادند و یک چارچوب سه بخشی را مطرح کردند که در آن جهت گیری هدف عملکردی به دو بخش گرایش- عملکردی(برای نشان دادن توانایی های شخصی) و اجتناب- عملکردی (برای اجتناب از نشان دادن ناتوانی ها) تقسیم می شوند(الیوت و شلدون، 1997؛ آتنویولر و مور،2006). دانش آموزانی که جهت گیری هدف رویکرد- عملکردی را انتخاب می نمایند بر عملکردشان در مقایسه با دیگران توجه می کنند و یادگیری را وسیله ای برای رسیدن به هدفشان تلقی می کنند و دانش آموزانی که جهت گیری هدف اجتناب عملکردی را انتخاب می کنند درصدد کسب قضاوت های مثبت از سوی دیگران و همچنین باهوش نشان دادن خود، جهت اجتناب از تنبیه هستند(ریان و پنتریچ، 1997).
پژوهش های زیادی وجود دارند که تأثیر جهت گیری هدف را بر پیشرفت تحصیلی دانش آموزان بررسی کرده اند. نتایج برخی از پژوهش ها نشان داده اند که جهت گیری تبحری و رویکرد- عملکردی رابطه مستقیم و مثبتی با پیشرفت تحصیلی دارند(حاجی یخچالی، حقیقی و شکرکن،1380؛ الیوت، مک گریگور و گیبل، 1999) و جهت گیری هدف اجتناب- عملکردی به صورت منفی(خادمی و نوشادی، 1385 ؛ الیوت و همکاران،1999) با پیشرفت تحصیلی مرتبط هستند. به همین دلیل بررسی عوامل تأثیرگذار و پیش بینی کننده بر جهت گیری هدف ضروری به نظر می رسد.
از جمله متغیرهای موثر بر جهت گیری هدف می توان به کمال گرایی اشاره نمود. نیومیستر(٢٠٠۴) در تحقیقی کیفی تئوری هدف سه بخشی الیوت و کمال گرایی را در دانشجویان سرآمد دانشگاهی بررسی و حمایت هایی برای این فرضیه ها فراهم کرده است. در این تحقیق کمال گرایان خودمدار اظهار داشته اند که اهداف تبحری و عملکرد گرایشی دارند در حالیکه کمال گرایان جامعه مدار اذعان داشته اند که اهداف عملکرد گریزی و عملکرد گرایشی دارند. اگر چه وجود کمال گرایی می تواند تا حدی فرد را به جلو براند، اما کمال گرایی بیش از حد و به شکل منفی می تواند زمینه ساز اختلال وسواس شود(هاشمیان و لطیفی،1388). از طرف دیگر مقوله مسئولیت پذیری نیز ارتباط نزدیکی با جهت گیری هدف می تواند داشته باشد.
مسئولیت پذیری یک الزام و تعهد درونی از سوی فرد برای انجام مطلوب همه فعالیت هایی که بر عهده اش گذاشته شده است، می باشد و از درون فرد سرچشمه می گیرد. فردی که مسئولتی کاری را بر عهده می گیرد قبول می کند یک سری فعالیت ها و کارها را انجام دهد و یا بر انجام این کارها توسط دیگران نظارت داشته باشد. به عبارت دیگر مسئولیت پذیری تعهدی است که انسان در قبال امری می پذیرد و کسی که کاری به او واگذار شده پیامد آن به عهده اوست( آکراتو،2004؛ به نقل ازجوکار،1384). بنابر این فرد در مقابل این تعهد، ملزم می شود که اهداف مناسبی را برگزیند تا بتواند به شایستگی از عهده فعالیت ها و اموراتی که به عهده اش واگذار شده است، بر آید.
با توجه به مطالبی که در فوق به آن ها اشاره شد، شایسته است پژوهشی انجام گیرد تا رابطه بین کمال گرایی و مسئولیت پذیری با جهت گیری هدف را روشن تر نماید.
1-2 بیان مسئله:
رفتار ما عموماً با میل رسیدن به هدفی ویژه برانگیخته می شود، در واقع هر رفتاری سلسله ای از فعالیت هاست و برای پیش بینی رفتار افراد انگیزه ها یا نیاز های آنان باید شناسایی گردد. لاک و لاتهام به نقل از ریو(1381) به چهار دلیل اصلی تعیین کردن هدف، را اساسی تلقی می کند، 1. هدف ها، توجه فرد را به سمت تکلیف در دست انجام، هدایت می کنند، 2. هدف ها تلاش را به خدمت می گیرند، 3. هدف ها، استقامت و پشتکار را بیشتر می کنند، زیرا تلاش تا دستیابی به هدف ادامه می یابد، 4. هدف ها، مشوقی برای گسترش استراتژی های تازه اند. به عبارت دیگر، هدف ها ایجاد تدبیر جدید برای بهبود عملکرد را تشویق می کنند. از طرفی نوع هدفی که ما انتخاب می کنیم، مقدار انگیزش ما را برای رسیدن به آن هدف تعیین می کند. ایمز(1992) جهت گیری هدف را بیانگر الگوی منسجمی از باور های فرد می داند که سبب می شود تا فرد به شیوه های مختلف به موقعیت ها گرایش پیدا کند، در آن زمینه به فعالیت بپردازد و نهایتا پاسخی را ارائه دهد. این جهت گیری در موقعیت تحصیلی، مبین انگیزه فرد از تحصیل است و به همین دلیل تمایلات، کنش ها و پاسخ های او را در موقعیت های یادگیری تحت تأثیر قرار می دهد. جهت گیری هدف را نباید با اهداف ویژه ای که در موقعیت های آموزشی برای فعالیت ها در نظر می گیرند، یکی دانست. این گونه اهداف صرفا محرک فرد، برای یادگیری یک تکلیف ویژه در شرایط ویژه هستند. از دیگر سوی بر خلاف اهداف آموزشی که مبنای تشابهات فردی، است جهت گیری هدف مبنای تفاوت های فردی در موقعیت های تحصیلی است و بر اساس آن ها می توان میزان موفقیت فرد را در این گونه موقعیت ها، پیش بینی کرد( دویک و لی گت 1988؛ پنتریچ و شانگ به نقل از والترز و یو، 1997؛ ایمز 1992، دویک 1973). در سالهای اخیر الیوت و مک گریگور(2001) با بررسی چارچوب جهت گیری هدفی سه بخشی، دیدگاه جدیدی را ارئه کردند که در آن بازبینی بیشتری در دیدگاه دو بخشی صورت گرفته است. در این رویکرد یک آمیختگی کامل در تمایز بین رویکرد و اجتناب پیشنهاد کرده اند و جهت گیری تبحری را به دو بخش رویکرد-تبحری و اجتناب-تبحری تقسیم کرده اند. این الگوی جدید از ترکیب نظریه شناختی-اجتماعی هدف و نظریه انگیزش پیشرفت بر اساس یک الگوی چهار وجهی، چهار نوع جهت گیری هدفی را پیشنهاد می دهد.
الگوی جهت گیری هدف شامل جهت گیری هدف یادگیری، جهت گیری هدف عملکرد و جهت گیری هدف پرهیز از شکست می باشد. مطابق با این الگو در جهت گیری هدف تسلط یا یادگیری، دانشجویان در صدد افزایش تسلط بر موضوعات جدیدند و بر فهم موضوعات تأکید دارند. آن ها حتی زمانی که عملکردشان ضعیف است نیز می خواهند یاد بگیرند و بنابراین در کارهای دشوار پشتکار دارند و به استراتژی های خود تنظیمی یادگیری گرایش دارند. آن ها همچنین به دنبال وظایف چالشی هستند. هدف اولیه این گونه دانشجویان کسب دانش و مهارت هایشان است و خطاها به عنوان بخشی از فرایند یادگیری جهت کوشش بیشتر در نظر گرفته می شود و از سویی بیشتر به موضوعاتی گرایش دارند که ذاتاً برای آن ها رضایت بخش است( دویک و لی گت، 1988)، همچنین آن ها بیان مثبتی از خود دارند(داینر و دویک، 1978). این گونه افراد مسئولیت پذیرند و چنان چه در انجام کاری شکست بخورند، مسئولیت خودشان را انکار نمی کنند( سیفرت، 1996) و احساس رضایت از تحصیل بیشتری دارند( جاکاسینی و نیکولز 1984). از طرفی علاقه درونی به فعالیت های یادگیری داشته و به همین دلیل وقت بیشتری برای یادگیری صرف می کنند(باتلر 1987). در جهت گیری هدف عملکردی دانشجویان تلاش می کنند تا توانایی هایشان را با دیگران مقایسه کنند و بر این نکته تأکید دارند که دیگران درباره آن چگونه داوری می کنند. آن ها تلاش می کنند که خود را باهوش جلوه دهند و نه بی کفایت و نالایق. همچنین آن ها بوسیله اجتناب و گریز از موقعیت و شرایط چالش برانگیز مانع از آشکار شدن بی کفایتی فکری و عقلانی خود می شوند و در اینجا موضوع کمال گرایی به میان می آید.
به عبارت دیگر، از جمله مواردی که در افراد کمال گرا به وفور دیده می شود ترس از بی کفایت و نامناسب بودن است که آن ها را مجبور به تلاش های زیاد و اغلب بی نتیجه می کند. کمال گرایی منفی، درواقع باوری غیرمنطقی است که اشخاص نسبت به خود و محیط اطراف خود دارند.افرادی که کمال گرا هستند، معتقدند که خود و محیط اطرافشان باید کامل بوده و هرگونه تلاشی در زندگی باید بدون اشتباه و خطا باشد. کمال گرایی منفی به عنوان یک مشکل در افراد و بویژه در دانشجویان موجب مشکلات زیادی می شود که می توان به برخی از این مشکلات اشاره نمود، از جمله این مشکلات این مورد است که دانشجویان کمال گرا به خاطر ترس از اینکه مبادا کار آن ها بصورت صددرصد مناسب انجام نداده اند از تکمیل و تحویل آن خودداری می کنند و یا اینکه به خاطر اینکه کار بهتری را تحویل دهند، در انجام آن تعلل نموده تا بالاخره زمان تحویل آن پایان می یابد و وی مجبور می شود که کار های خود را ناتمام تحویل نموده و در زمینه تحصیلی دچار مشکل شود.
از طرف دیگر مسئولیت پذیری فرد را وادار می سازد که کارها را به اتمام رسانده و به شکلی قابل قبول ارائه نماید. مسئولیت پذیری متغیر مهمی در ایجاد عملکرد مثبت در افراد بویژه دانشجویان محسوب می گردد و می توان با ایجاد مسئولتی پذیری لازم و به موقع در دانشجویان، به بهبود جهت گیری هدف در آنها کمک کرد و از این رو به بهبود وضعیت تحصیلی و موفقیت آن ها در حیطه تحصیلی، شغلی، خانوادگی، اجتماعی و ... یاری رساند.
در رابطه با کمال گرایی و ارتباط آن با جهت گیری هدف پژوهش های اندکی صورت گرفته که از آن جمله می توان به پژوهش های هاشمی و لطیفیان (1388)، نیومیستر(٢٠٠۴)، نیومیستر و فینچ(٢٠٠۶)،زاهد بابلیان، پوربهرام، رحمانی(1389) اشاره نمود که حاکی از ارتباط بین کمال گرایی و مولفه های ان با انواع جهت گیری هدف می باشد و اما در رابطه با مسئولیت پذیری و جهت گیری هدف پژوهش های علمی یافت نشد و لذا پژوهش حاضر با توجه به کمبود های پژوهش در این زمنیه به دنبال بررسی این مسئله می باشد که کدامیک از مولفه های کمال گرایی و مسئولیت پذیری پیش بینی کننده قوی تری برای جهت گیری هدف می باشد؟
1-3 اهمیت و ضرورت تحقیق:
داشتن هدف در زندگی یکی از جمله مسائلی است که می تواند فرد را در پیشبرد اهداف و دستیابی به موفقیت یاری نماید. جهت گیری هدف بهتر نه تنها در حیطه تحصیل که در زندگی شخصی دانشجویان نیز می تواند باعث تغییرات مثبتی گردد که در عملکرد های آتی این قشر از جامعه اثرگذار می باشد، و می تواند در آینده شغلی، زندگی خانوادگی، و ... مهم و ضروری باشد. لذا شناختن و رفع موانع موجود بر سر راه جهت گیری هدف باید به عنوان یکی از مهم ترین مسائل توسعه هر جامعه ای مورد توجه واقع شود.
جهت گیری هدف متغیری است چند بعدی که تحت تأثیر عوامل فردی-اجتماعی و انگیزشی بسیاری قرار می گیرد و از سوی دیگر قادر به تحت تأثیر قرار دادن متغیر های درونی و روانشناختی بسیاری در افراد نیز میباشد، که می تواند در موفقیت یا شکست فرد دخیل باشد. پیشرفت هر فرد در جامعه در گرو داشتن هدف مشخص و واضع و همچنین داشتن معیار ها و ملاک های صحیح برای دستیابی به این اهداف می باشد. افرادی که دارای اهداف روشن و مشخصی هستند و بر اساس توانمندی ها و نقایص خود برنامه ریزی های واقع بینانه ای برای دستیابی به اهداف خود دارند اغلب از جمله افرادی هستند که در زندگی شخصی و دستیابی به موفقیت، عملکرد مناسبی دارند و از جمله افراد موفق و سرآمد جامعه محسوب می گردند و همچنین احساسات مناسبی در رابطه با خود و عملکرد های خود دارند. علاوه بر این، چنین افرادی می توانند جامعه را در دستیابی به اهداف توسعه و رسیدن به اوج پیشرفت یاری نمایند. بنابراین پرداختن به متغیر های تأثیر گذار بر میزان و نوع جهت گیری هدف از جمله مسائلی است که به افراد و همچنین جامعه کمک می کند در مسیر صحیح پیشرفت قرار گرفته و از اتلاف انرژی و زمان بویژه در دوران مهم تحصیل پیشگیری نماید. لذا به نظر می رسد از بین متغیر های موثر بر آن پرداختن به تأثیر و پیش بینی کنندگی کمال گرایی و مسئولیت پذیری به عنوان دو متغیر مهم در دستیابی به اهداف ضروری می نماید.
1-4 اهداف و فرضیه ها:
اهدافی که پژوهش حاضر به دنبال دستیابی به آن می باشد عبارتند از:
پیش بینی جهت گیری هدف بر اساس مسئولیت پذیری
پیش بینی جهت گیری هدف بر اساس کمال گرایی
سوال تحقیقاتی:
کدامیک از مولفه های کمال گرایی و مسئولیت پذیری بهترین پیش بینی را از جهت گیری هدف به عمل می آورند؟
1-5 تعریف نظری و عملیاتی متغیرها:
تعاریف نظری:
کمال گرایی: کمال گرایان افرادی با عقاید محکم و ثابت اند و سختی عقاید و انعطاف ناپذیری یکی از اولین خصوصیاتی است که درباره کمالگرایی مطرح شد. برنز و فدرا(2005) کمال گرایی به عنوان مجموعه ای از معیارهای بسیار بالا برای عملکرد است که با خودارزیابی های منفی، انتقادات و سرزنش خود همراه است(فراست، مارتن، لهارت، و روزن بلات، 1999).
مسئولیت پذیری: مسئولیت پذیری یک الزام و تعهد درونی از سوی فرد برای انجام مطلوب همه فعالیت هایی که بر عهده اش گذاشته شده است، می باشد و از درون فرد سرچشمه می گیرد. فردی که مسئولیت کاری را بر عهده می گیرد قبول می کند یک سری فعالیت ها وکارها را انجام دهد و یا بر انجام کاهار توسط دیگران نظارت داشته باشد. به عبارت دیگر مسئولیت تعهدی است که فرد در قبال امری می پذیرد و کسی که کاری به او واگذار شده پیامد آن به عهده اوست(کرتو، 2004).
جهت گیری هدف: در نظریات موجود در رابطه با جهت گیری هدف و تعاریف موجود در این باره هسته مفهومی همه الگوها و نظریه ها این است که چه قصد و نیتی برای فعالیت و رفتارهای مرتبط با پیشرفت وجود دارد و مفهوم جهت گیری هدف بر قصد و نیت برای پیشرفت در تکالیف تأکید دارد(پینتریچ و شانک،2002؛ ایمز ،1992) با مروری بر پیشینه تحقیقات، در ارتباط با انواع جهت گیری هدف، دو نوع جهت گیری هدف، تبحری و عملکردی را شناسایی کرده که محور بیشترین توجه بوده است.
تعاریف عملیاتی:
کمال گرایی: منظور از کمال گرایی نمره ای است که فرد در پرسشنامه مقیاس چند بعدی کمال گرایی، ام پی اس، (فلت و هویت، ١٩٩١) کسب می کند.
مسئولیت پذیری: منظور از مسئولیت پذیری نمره ای است که فرد در مقیاس مسئولیت پذیری اجتماعی عبدل و ابراهیم (2002) کسب می کند.
جهت گیری هدف: منظور از جهت گیری هدف نمره ای است که از پرسشنامه جهت گزینی هدف از وندی ویل (١٩٩٧) کسب می کند.
فصل دوم
چارچوب نظری و پیشینه پژوهش
26368741084949
در این قسمت از پژوهش سعی بر آن است تا در نظریات موجود در رابطه با متغیر های پژوهش از جمله کمال گرایی، مسئولیت پذیری و جهت گیری هدف به تفصیل بحث و گفتگو شود و ارتباط نظری موجود بین این متغیر ها بیان شده و در نهایت به بررسی ادبیات پژوهشی پیشین در این باره پرداخته شود.
2-1چارچوب نظری:
2-1-1 جهت گیری هدف:
بیش از دو دهه است که اکثر کارهای نظری و تجربی جهت گیری های انگیزشیبر انگیزش پیشرفت تمرکز یافته است. پیشینه پژوهش بر روی انگیزش پیشرفت در سال های اخیر به سمت چارچوب مفهومی گسترده تری برای سازماندهی مولفه های شناختی و عاطفی انگیزش جهت یافته است (ایمز،1992). تئوری جهت گیری هدف از جمله نظریه های انگیزش پیشرفت و اهداف پیشرفت آمده است یا جهت گیری های دو بخشی هستند و یا بصورت سه بخشی مطرح شده است. خاستگاه جهت گیری های انگیزشی به میزان زیادی برخاسته از کارهای دینر و دوک (1978، 1980)، ایمز و آرچر (1987، 1988)، نیکولز (1984)، دودا و نیکولز(1992)، ایمز(1992)، تورکیدسن و نیکولز(1998)، دوک و لگت(1998) و همچنین روبرتز، تریشر و کاواسانیو(1997) و مارش(1994) است.
الف: مفاهیم و تنوع جهت گیری های هدف
تئوری ها و مدل های متعددی در بحث از جهت گیری هدف مطرح شده است. اما هسته مفهومی همه آنها این است که چه قصد و نیتی برای فعالیت و رفتارهای مرتبط با پیشرفت وجود دارد. مفهوم جهت گیری هدف را باید از مفاهیمی مانند هدف گذاریو رویکرد هدف- محتویتفکیک نمود. تئوری های هدف گذاری مانند تئوری لوکی و لاتم(1990) بر دستیابی به اهداف خاص و نهایی مانند حل ده مساله بصورت صحیح تاکید دارد. لیکن تئوری جهت گیری هدف این بحث را مطرح می سازد که چرا فرد می خواهد ده مساله را صحیح حل نماید و چگونه به حل این مسایل مبادرت می ورزد. تفاوت این دو با رویکرد هدف- محتوی مانند تئوری فورد(1992) در این است که رویکرد هدف-محتوی تاکید بر اهدافی دارد که منجر به هدایت رفتار می شود. در حالی که جهت گیری هدف بر مقصد و نیت برای پیشرفت در تکالیف تاکید دارد (پنتریچ و شانک، 2002).
جهت گیری هدف الگوی یکپارچه ای از عقاید است که به گزینش روش های مختلف روی آوری و پاسخ دهی به موقعیت های پیشرفت منجر می شود (ایمز، b1992). از نظر یوردن(1997) جهت گیری هدف استدلال فرد درباره این موضوع است که چرا تکالیف پیشرفت را دنبال و پیگیری می نماید. پنتریچ (a2000، b2000،c2000) معتقد است که جهت گیری هدف تنها اهداف و استدلال های فرد برای پیشرفت را پوشش نمی دهد بلکه نوعی معیار (درونی و بیرونی) را نیز نشان می دهد که فرد بر اساس آن موفقیت یا شکست خویش را در دستیابی به آن هدف مورد قضاوت قرار می دهد. الیوت(1997) نیز جهت گیری هدف را روشی می داند که فرد بر اساس معیارهای برجسته شایستگی خویش را مورد قضاوت قرار می دهد. تعریفی که تاکید بر ماهیت استدلال ها و مقاصد برای انجام تکلیف دارد، وقتی با معیارهای ارزشیابی عملکرد تلفیق می شود- که این موضوع در تعریف جهت گیری هدف مورد استفاده قرار گرفته است- بیش از باور اهداف به تنهایی می تواند نیروزا باشد (پنتریچ و شانک،2002).
جهت گیری های هدف متنوع هستند، لیکن دو جهت گیری که اغلب در تئوری های جهت گیری اهداف مورد اشاره قرار می گیرد با عناوین اهداف یادگیری و اهداف عملکردی مشهورگشته اند (دوک و لگت،1985، الیوت و دوک،1988). این دو جهت گیری هدف با نام هایی مانند اهداف تکلیف مشغولی و من مشغولی (نیکولز،1984) یا اهداف تبحری و عملکردی(ایمز،b1992، ایمز و آرچر،1987، 1988)، اهداف تکلیف محور و توانایی محور (میهر و میگلی،1991) هم آمده است. در میان محققین در این باره که آیا سازه های مختلف مطرح در مدل های جهت گیری اهداف مشابه هستند، توافق نظر وجود ندارد (نیکولز،1990). لیکن همپوشی مفهومی بین این سازه ها به حد کافی وجود دارد تا برخی از محققین آن ها را به گونه ای مشابه مورد توجه قرار دهند (پنتریچ و شانک،2002).
در مطالعات ایمز (1992)، بونگ(1996)، دوک (1986)، لپر(1988)، مورفی و الکساندر(2000)، پنتریچ (1994)، اسنو، کورنو و جکسون(1996) نیز کم و بیش بر سازه هایی تاکید شده است که به موازات و مشابه یکدیگر هستند. این سازه ها همچنین مشابه با انگیزش درونی و انگیزش بیرونی است که بوسیله دی سی و ریان(1985) مطرح شده است. بعنوان مثال جهت گیری تکلیف مشغولی مشابه با انگیزش درونی است، این جهت گیری مشابه با اهداف یادگیری است که بوسیله دوک و لگت (1985) مطرح شده است. همچنین جهت گیری من مشغولی مشابه انگیزش بیرونی است که بوسیله دی سی و ریان (1985) و ریان و دی سی (2000) مطرح شده است. این جهت گیری ها همچنین با اصطلاح اهداف عملکردی مشابهت دارد که بوسیله دوک (1975، 1986) عنوان شده است. ریان و دی سی (2000) به این موضوع اشاره می کنند که جهت گیری من مشغولی مثالی کلاسیک از انگیزشی بیرونی است.
جهت گیری یادگیری و سازه های مشابه مانند جهت گیری تبحری با واژه ها و اصطلاحاتی مانند تمرکز بر یادگیری، تبحریابی در تکلیف بوسیله معیارهای تدوین شده بوسیله خود، افزایش مهارت های نو، رشد دهی و فزون بخشی شایستگی، کوشش برای مواجهه با مسائل چالش برانگیز و کوشش برای کسب بینش و بصیرت معرفی شده است (ایمز، b1992، دوک و لگت، 1988، میهر و میگلی،1991، میگلی و همکارانف 1998، نیکولز، 1984، هارتر، b 1981).
اهداف عملکردی معمولا در مقابل اهداف یادگیری و تبحری قرار می گیرد. این جهت گیری بر اثبات شایستگی یا توانایی تاکید دارد. محور جهت گیری عملکردی این است که چگونه توانایی فرد بوسیله دیگران مورد قضاوت قرار خواهد گرفت. برای مثال کوشش برای بهتر از دیگران بودن، کوشش برای تفوق در تناسب با معیارهای هنجاری، بکارگیری معیارهای اجتماعی برای مقایسه خود با دیگران، سعی برای برجسته بودن در گروه یا کوشش برای برتری در انجام تکالیف کلاسی، اجتناب از مورد قضاوت واقع شدن بعنوان فردی با توانایی ضعیف و یا اجتناب از مشخص شدن بعنوان فردی کند فهم و جستجوی این موضوع که فرد بعنوان شخصی دارای توانایی بالا مورد قضاوت قرار گیرد (ایمز،b1992، دوک و لگت،1988، میگلی و همکاران،1998). در برخی پژوهش ها بجای استفاده از واژه جهت گیری عملکردی یا جهت گیری من از واژه جهت گیری توانایی مرتبط استفاده شده است (نگاه شود به یوردن،1997). جهت گیری من و جهت گیری عملکردی همپوشی دارند. ذکر این نکته لازم است که در مدل ها و مطالعات آغازین تمایزی بین اهداف عملکرد گرایشی و عملکرد گریزی وجود نداشته است (برای مثال میگلی و همکاران،1998).
انواع دیگر جهت گیری هدف که همسو با جهت گیری عملکردی هستند در پژوهش های مختلف مورد مطالعه قرار گرفته است. برای مثال پنتریچ و همکاران (پنتریچ،1989، پنتریچ و دی گروت، a1990، پنتریچ و گارسیا،1991) جهت گیری هدف بیرونی را مورد ارزیابی قرار می دهند. در این جهت گیری تاکید بر کسب نمره خوب، انجام تکلیف مدرسه، کسب پاداش و دوری گزینی از شکست مطرح است. همچنین یوردن (1997) نقش جهت گیری هدف بیرونی در یادگیری و پیشرفت را مورد بحث قرار می دهد. جهت گیری هدف بیرونی مشابه با انگیزش بیرونی در تئوری دی سی و رایان (1978) است. نیکولز و همکاران (نیکولز،1989 و نیکولز و همکاران،1989) دو جهت گیری هدف دیگر با عناوین کارگریزی و بیگانگی تحصیلی را نیز مطرح می کنند. اهداف کارگریزی با احساس موفقیتی همراه است که در ان کار و تکلیف بسیار آسان است، در حالی که اهداف بیگانگی تحصیلی احساس موفقیتی است که در ان یاد گیرنده احساس می کند که می تواند اطرافیان خویش را فریب دهد و تکالیف کلاسی را انجام ندهد. بعبارتی از زیر کار در برود. میس و همکاران(1988) اهداف کار گریزی را بعنوان خواسته و میل فرد برای انجام تکالیف بدون صرف کوشش و تلاش مورد توصیف قرار می دهند.
مدل های متعددی در تئوری جهت گیری هدف مطرح شده است. لیکن این مدل ها به لحاظ مفهومی و واژگانی مشابهت هایی دارند. در برخی از پژوهش های مرتبط با این مدل ها تنها به پیامدهای جهت گیری هدف توجه شده است و در برخی دیگر هم پیش آیندها و هم پیامدهای این جهت گیری ها مورد توجه بوده است. در این مدل ها جهت گیری هدف یا بصورت دوبخشی و یا سه بخشی مطرح شده است. در ادامه به اختصار برخی از این مدل ها مورد توجه قرار خواهند گرفت. در انتخاب این مدل ها کوشش شده است که از ذکر مدل های همپوش با یکدیگر خودداری شود و به مدل هایی توجه شود که پیش زمینه ای برای طرح مدل مطرح در این پژوهش هستند.
ب: مدل نیکولز(1984)
در مدل نیکولز(1984) دو نوع جهت گیری هدف تحت عناوین جهت گیری تکلیف مشغولی و جهت گیری من مشغولی مطرح شده است. در این مدل فرض بر این است که جهت گیری هدف فرد با عقاید و باورهای وی درباره علل موفقیت رابطه تنگاتنگ دارد. نیکولز(1984) معتقد است که جهت گیری هدف فرد معیاری کلی برای داوری و قضاوت نسبت به علل موفقیت خواهد بود. بنابراین جهت گیری هدف عقاید فرد را نسبت به علل موفقیت بوسیله توجه به اسنادهای وی پیش بینی خواهد کرد. بعنوان مثال یادگیرنده ای با جهت گیری تکلیف مشغولی بر یادگیری بعنوان علت موفقیت تاکید خواهد داشت. این یادگیرنده بجای حفظ موضوع سعی در فهم مطلب خواهد داشت. اما یادگیرنده با جهت گیری من مشغولی بر توانایی و بهتر از دیگران بودن بعنوان علت موفقیت تاکید خواهد داشت. استدلال این فرد رد مورد موفقیت در مدرسه این است که در امتحان سعی داشته است، بهتر از دیگران باشد و کوشش کرده است، دیگران را پشت سر گذارد (نگاه شود به دودا و نیکولز،1992).
ت: مدل میس و همکاران (1988)
میس و همکاران (1988) در مدل خود سه نوع جهت گیری هدف با عناوین جهت گیری و تبحری، جهت گیری من اجتماعی و جهت گیری کار گریزی را مطرح می کنند. در جهت گیری تبحری پیشرفت در شکل تبحریابی و فهمیدن موضوع متجلی می شود. تاکید بر خودآموزی هسته محوری در جهت گیری تبحری در این مدل است. این جهت گیری مشابه با جهت گیری تکلیف در مدل نیکولز(1984) است. اهداف یادگیری در مدل دوک (1999)، جهت گیری تبحری در مدل ایمز (b1992)، جهت گیری تکلیف محور در مدل میگلی و همکاران (1998)، جهت گیری تبحری در مدل الیوت و چرچ (1997) با این جهت گیری تشابه دارند. در جهت گیری من اجتماعی تاکید بر کسب امتیازات بالا و بدست آوردن تایید اجتماعی است، این جهت گیری مشابه با جهت گیری من مشغولی در مدل نیکولز(1984) است. جهت گیری عملکرد گرایشی در مدل میگلی و همکاران (1998) و الیوت و چرچ(1997) با این جهت گیری تشابه دارند. هسته محوری در جهت گیری کارگریزی اجتناب از شکست است. در این جهت گیری انجام تکلیف با کمترین تلاش بعنوان پیشرفت تلقی می شود. تشابهاتی بین این جهت گیری عملکرد گریزی در مدل های میگلی و همکاران (1998) و لیوت و چرچ (1997) و الیوت و مک گریگور(2001) وجود دارد.
ث: مدل دوک (1999)
در مدل دوک (1999) دو نوع جهت گیری هدف با عناوین اهداف یادگیری و اهداف عملکردی مطرح شده است. دوک و همکاران (دوک1999، دوک و الیوت،1983) مدلی را مطرح می کنند (جدول2-1) که در آن فرض بر این است که جهت گیری هدف نتیجه دیدگاه های مختلف درباره ماهیت هوش است. در این مدل تئوری های هوشی بعنوان ادراک یادگیرنده درباره چگونگی تغییر توانایی و هوش در طول زمان تعریف می شود. در مدل دوک(1999) اعتقاد نسبت به ثبات هوش و توانایی طرحواره ای را برای تفسیر و ارزیابی اطلاعات درباره خود بوجود می آورد و این طرحواره معیار و ملاکی است که بوسیله ان اهداف، پیامدها و رفتار مورد قضاوت قرار می گیرد.
دوک (1999) فرض می کند که دیدگاه در مورد هوش موجب نوعی جهت گیری هدف می شود که یادگیرنده با آن انطباق می یابد. شواهد تجربی نیز این دیدگاه را مورد حمایت قرار داده است (دوک،1999، دوک و لگت ،1988). به نظر می رسد که پیوستگی علی بین تئوری هوش و جهت گیری هدف ان چنان که در مدل دوک آمده است، در مقابل آن چیزی قرار می گیرد که در مدل نیکولز(1984) پیشنهاد شده است.
جدول (1-1) مدل جهت گیری هدف دوک (1999، به نقل از پنتریچ و شانک ،2002)
تئوری هوش جهت گیری هدف باور نسبت به هوش الگوهای رفتار ی
-تئوری ذاتی نگر
(هوش ثابت است)
-تئوری فزونی نگر اهداف عملکردی
(کسب قضاوت مثبت)
اهداف یادگیری
(افزایش شایستگی) اگر بالا باشد
اگر پایین باشد
چه بالا و چه پایین باشد -جهت گیری تبحری
-جستجوی چالش
-پایداری بالا
-ناامیدی
-گریز از چالش
-پایداری ضعیف
-جهت گیری تبحری
-جستجوی چالش
-پایداری بالا
نیکولز(1984) معتقد است که جهت گیری هدف عقاید و اسنادهای فرد را درباره علل موفقیت تحت تاثیر قرار می دهد. در حالی که در مدل دوک فرض بر این است که اگر یادگیرنده یک تئوری ذاتی از هوش داشته باشد و این باور را داشته باشد که توانایی ثابت است، وی احتمالا در هنگام انجام تکلیف اهداف عملکردی را برخواهد گزید. این فراگیر به دلیل درک ثابت از توانایی با این موضوع مشغولیت خواهد داشت که عملکرد وی چگونه ارزیابی خواهد شد و این که چگونه با دیگران مقایسه خواهد شد. این فراگیر سعی خواهد کرد، بهتر از دیگران باشد.
تئوری فزونی نگر در مقابل تئوری ذاتی نگر قرار می گیرد. در تئوری فزونی نگر فرض بر این است که توانایی می تواند، فزونی یابد. فرد دارای این دیدگاه به احتمال زیاد بر اهداف تبحری اصرار خواهد ورزید و برای افزایش شایستگی و کفایت خویش کوشش خواهد کرد. لذا دستیابی به اهداف تبحری را ملاک قضاوت در باره خود قرار خواهد داد. معیارهای این فرد برای قضاوت مبتنی بر پیشرفت و نه مقایسه اجتماعی با دیگران است. هر چند که دوک و نیکولز واژه های مشابه ای مانند جهت گیری تکلیف/ اهداف یادگیری و جهت گیری من/اهداف عملکردی را مورد استفاده قرار می دهند. لیکن مدل های دوک و نیکولز در این باره که رابطه علی بین باورها در باره توانایی/ هوش و جهت گیری هدف چگونه است از یکدیگر متفاوت است (پنتریچ و شانک، 2002).
ج: مدل اسکالویک(1997)
جهت گیری تکلیف در مدل اسکالویک (1997) با جهت گیری تکلیف در مدل نیکولز(1984)، اهداف یادگیری در مدل دوک (1999)، جهت گیری تبحری در مدل ایمز(b1992)، جهت گیری تکلیف محور در مدل میگلی و همکاران (1998) و جهت گیری تبحری در مدل الیوت و چرچ (1997) تشابه دارد. تفاوت مدل اسکالویک و سایر مدل ها در تفکیک اهداف عملکردی است. اسکالویک و همکاران (اسکالویک،1997، اسکالویک،والاس و اس لتا،1994) دو بعد در اهداف عملکردی یا من را مورد توجه قرار می دهند. اول جهت گیری من خودافزایی است که در این جهت گیری تاکید بر برتر از دیگران بودن و اثبات برتری خود مطرح است. جهت گیری من خودافزایی مشابه با مفهومی است که از جهت گیری عملکرد گرایشی در مدل های میگلی و همکاران (1998) و الیوت و چرچ (1997)آمده است.
چ: مدل الیوت و همکاران (الیوت و چرچ،1997، الیوت و مک گریگور،2001)
یکی از رویکردهای مطرح در سال های اخیر رویکرد سه بخشی الیوت و همکاران (الیوت،1997، الیوت و چرچ،1997، الیوت و هاراکی ویکز،1996) است. این محققین چارچوب هدف دوبخشی عملکردی-تبحری را مورد بازبینی و اصلاح قرار دادند و یک چارچوب هدف سه بخشی را ارائه کردند. در این قالب جدید سازه هدفی عملکردی به دو بخش عملکرد گرایشی و عملکرد گریزی تقسیم می شود. در این مدل سه جهت گیری هدف مستقل ترسیم می شود. 1-هدف عملکرد گرایشی که تاکید بر کسب شایستگی و تایید در نزد دیگران دارد. 2-هدف عملکرد گریزی که تاکید بر دوری جویی از عدم شایستگی در نزد دیگران دارد و 3- هدف تبحری که تاکید بر افزایش کفایت و کسب مهارت در تکلیف دارد. این هدف اشاره بر یادگیری، پیشرفت و مهارت های تبحری دارد و مشابه با اهداف یادگیری و اهداف تکلیف است که بوسیله پژوهشگرانی مانند اندرمن(1997)، دوک (1986) و نیکولز(1989) مطرح شده است. در پژوهش های تحلیل عاملی استقلال این سه سازه و روایی ان ها مورد تایید قرار گرفته است (الیوت و چرچ،1997، میدلتون و میگلی،1997، اسکالویک،1997، وندی ویل،1997) و این اهداف با الگوهای متفاوتی از پی آیندها و پیامدها پیوند داده شده است (نگاه شود به الیوت،1999). استقلال این سه سازه در پژوهش های تحلیل عاملی در ایران بوسیله جوکار (1381) مورد تایید قرار گرفته است.
الیوت و مک گریگور (2001) با بررسی چارچوب هدف سه بخشی دیدگاه جدیدی را تشریح کردند که در ان بازبینی بیشتری در دیدگاه دوبخشی تبحری-عملکردی صورت می گیرد و چارچوب سه بخشی گسترش داده می شود. در چارچوب پیشین تمایز بین گرایش و گریز تنها در اهداف عملکردی صورت گرفت و اهداف تبحری دست نخورده باقی می ماند. در چارجوب جدید الیوت و مک گریگور (2001) یک آمیختگی کامل در تمایز گرایش و گریز پیشنهاد کردند و اهداف تبحری را به دو بخش اهداف تبحر گرایشیو تبحرگریزی تقسیم کردند (نگاه شود به الیوت،1999، پنتریچ، a2000، b2000).
هسته مفهومی سازه هدفی پیشرفت در نظریه الیوت و مک گری گور (2001) شایستگی است. در نظریه چارچوب هدفی پیشرفت 2×2 اهداف پیشرفت بر اساس دو بعد اصلی از یکدیگر متمایز می شود. یکی بر این پایه که چگونه شایستگی تعریف می شود و دیگر بر این اساس که شایستگی چگونه ارزش داده می شود (الیوت و مک گریگور،2001). در این مدل شایستگی بر اساس معیارهای مطلقو درون فردی و یا بر اساس معیارهای هنجاری تعریف می شود. هنگامی که شایستگی بر اساس معیارهای مطلق و درون فردی تعریف شود، فرد بدنبال فهم تکلیف یا مهارت یابی در کار است و یا در پی کسب دانش برای رشد مهارت های شخصی خویش است. الیوت و مک گریگور (2001) تعریف شایستگی بر اساس معیارهای مطلق و درون فردی را در یک مقوله مطرح می کنند. شایستگی بر پایه هنجاری نیز تعریف می شود. بدین صورت که عملکرد فرد با دیگران مورد مقایسه قرار می گیرد. در اینجا فرد بدنبال کسب تایید برای اثبات شایستگی خویش و یا دوری جویی از عدم تایید نزد دیگران خواهد بود.
بعد دیگر شایستگی ارزش است. شایستگی هم در اصطلاح مثبت (مثل موفقیت) یا منفی (مثل شکست؟) ارزش داده می شود. شواهد نشان می دهد که افراد محرک ها را در رابطه با رازش آن پردازش مکی کنند و بدون درنگ، توجه و یا آگاهی پاسخ می دهند (برق،1997، زاژنک،1998). بنابراین پردازش بر پایه ارزش بطور خودکار فرض می شود و بلادرنگ پیش نیازهای رفتاری گرایش و گریز را فرا می خواند (کاسیوپو،پریستر و برنتسون،1993، فورستر، هیگینز و آیدسون،1998). بنابراین هر دو بعد تعریف و ارزش برای سازه شایستگی بنیادی است و باید به عنوان مولفه ای الزامی هر شکل مبتنی بر شایستگی در اهداف پیشرفت مورد نظر قرار گیرد. لذا به نظر غیرممکن می آید که شکلی از نظریه جهت گیری هدف ساختاربندی شود، بدون این که به صورت تلویحی و به طور روشن اطلاعات مربوط به اینکه چگونه شایستگی تعریف می شود و چگونه ارزش داده می شود، مورد توجه قرار گیرد (الیوت و مک گریگور،2001). چهارخانه چارچوب هدفی پیشرفت 2×2 در شکل (2-1) امده است.

شکل(5-1) چارچوب هدفی پیشرفت 2×2
در این شکل تعریف و ارزش دو بعد شایستگی را نشان می دهد. معیارهای مطلق/درون فردی و هنجاری دو روشی است که شایستگی بوسیله آن تعریف می شود و منفی و مثبت دو روشی است که شایستگی بر آن اساس ارزش داده می شود.
در نظریه الیوت و مک گریگور (2001) چارچوب هدفی سه بخشی سه خانه از چهار خانه چارچوب 2×2 را شامل می شود. این سه نوع جهت گیری هدف عبارت هستند از 1-اهداف تبحر گرایشی که در آن شایستگی در اصطلاح مطلق/ درون فردی تعریف می شود و بصورت مثبت ارزش داده می شود. 2-اهداف عملکرد گرایشی که در آن شایستگی در اصطلاح هنجاری تعریف می شود و بصورت مثبت ارزش داده می شود. 3-اهداف عملکرد گریزی که در آن شایستگی در اصطلاح هنجاری تعریف می شود و بصورت منفی ارزش داده می شود. در دیدگاه سه بخشی اهداف تبحری بعنوان یک سازه واحد مفهوم سازی می شود. لیکن در دیدگاه 2×2 آن سازه بعنوان اهداف تبحر گرایشی نامیده می شود، زیرا هم در دیدگاه دو بخشی و هم در دیدگاه سه بخشی این سازه بصورت مثبت ارزش داده شده است. خانه باقیمانده از چارچوب 2×2 در برگیرنده اهداف تبحر گریزی است که در آن شایستگی در اصطلاح مطلق/ درون فردی تعریف می شود و بصورت منفی ارزش داده می شود. در این جهت گیری بر گریز از عدم فهم یا اجتناب از مهارت نیابی و گریز از عدم موفقیت در یادگیری دروس تاکید می شود (الیوت و مک گریگور، 2001، الیوت، 1999، پنتریچ، a2000،d2000). هدف تبحر گریزی چندان ملموس نیست لیکن به نظر می رسد که در برخی موقعیت های آموزشی خودش را اعمال می کند. برای مثال یادگیرندگانی که کمال گرا هستند، معیارهایی را بکار می گیرند تا از ارتکاب اشتباه و خطا و عدم انجام صحیح تکالیف اجتناب ورزند. این فراگیران از ارتکاب اشتباه پرهیز می نمایند نه به این دلیل که به مانند هدف عملکرد گریزی با دیگران مورد مقایسه قرار می گیرند بلکه معیارهای درونی خودشان در این زمینه ملاک عمل است.
ح: مدل مارش و همکاران (2000)
در بین جهت گیری های دو بخشی با نظریه هایی مواجه می شویم که سعی بر ارائه رویکردی تلفیقی به جهت گیری های انگیزشی دارند. از جمله این رویکردها نظریه مارضش و همکاران (2000) است. این پژوهشگران باور دارند که انواع جهت گیری های هدف را می توان علی رغم تفاوت میان آن ها بصورت دو جهت گیری بزرگ انگیزشی- جهت گیری یادگیری و جهت گیری عملکردی- مورد توجه قرار داد. فر این محققان این است که این دو جهت گیری انگیزشی بطور بنیادی با سازه های مشابه همپوشی دارند و شاید این موضوع ناشن دهنده این است که عوامل متفاوت در واقع دو عامل مرتبه بالاتر هستند. منطق فرضی این محققان بر پایه ارزیابی نظریه های انگیزشی و دیگری بر پایه تمثیلی از تئوری پنج عامل بزرگ شخصیت است.

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

این پژوهشگران با استدلال ویگینز و تراپنل(1997) توافق دارند که مدل پنج عامل بزرگ شخصیت تحولی شگرف در سازمان دهی و طبقه بندی آرایه های ناهمگون سازه های شخصیتی ایجاد نمود و اهمیت بارز این نظریه ایجاد همگرایی در بررسی مطالعه سازه های شخصیتی است که ارتباط بین محققان با رویکردهای نظری مختلف در ضخصیت را فراهم می آورد. مارش و همکاران (2000) معتقدند که تئوری دو عامل بزرگ جهت گیری های انگیزشی به گونه ای مشابه می تواند سازه هخای مختلف در جهت گیری های انگیزشی را پوشش دهد. بعبارتی بسیاری از سازه های انگیزشی در مرتبه بالاتر در این دو جهت گیری بزرگ قرار می گیرند.
مارس و همکاران (2000) مدعی نیستند که جهت گیری یادگیری و جهت گیری عملکردی کلیه سازه های مطرح در جهت گیری های انگیزشی را پوشش می دهند و بر این موضوع صحه می گذارند که جهت گیری هایی نیز وجود دارد که بطور کامل به این دو سازه ملحق نمی شوند. لیکن تاکید دارند که سازه های کلیدی در رویکردهای انگیزشی در این دو سازه متجلی می شوند. این پژوهشگران هشت نوع جهت گیری انگیزشی که در پیشینه پژوهش ها بیشتر مورد تاکید بوده است در پرسشنامه انگیزش مدرسه (SMQ) مدون می سازند. جهت گیری های تبحری، درونی، مشارکتی، فردی، من، رقابتی، کسب موفقیت و اجتناب از شکست سازه هایی مورد مطالعه در مدل مارش و همکاران (2000) بوده است. این پژوهشگران بر اساس یافت های تحلیل عوامل تصدیقی(CFA) شواهدی مبنی بر استقلال هر یک از این هشت سازه می یابند. علاوه بر این نتایج تحلیل عاملی مرتبه بالاتر نظریه دو عامل بزرگ جهت گیری انگیزشی را مورد حمایت قرار می دهد. بر اساس این دیدگاه جهت گیری های تبحری، درونی، مشارکتی و فردی بوسیله جهت گیری یادگیری و جهت گیری های من، رقابتی، کسب موفقیت و اجتناب از شکست بوسیله جهت گیری عملکردی توصیف می شوند.
خ: روند تحول مدل های جهت گیری هدف
به نظر می رسد روند تحول مدل های جهت گیری هدف دو رویکرد همسو را دنبال می نماید. در رویکرد اول سعی در ارائه طرحی کلی برای طبقه بندی جهت گیری های هدف می شود. این خط فکری در مدل هایی مانند مدل الیوت و مک گریگور (2001) و دیدگاه نظریه پردازانی مانند پنتریچ و شانک (2002) قابل مشاهده است. در این رویکرد مدل های سه بخشی که در روند تحول سازه های جهت گیری هدف از تفکیک جهت گیری عملکردی به دو سازه عملکرد گرایشی و عملکرد گریزی یا سازه های مشابه مانند من خودافزایی و من خود کاستی بوجود امده بودند، مجددا در شکلی جدید و با تغییر و تحولاتی به دیدگاه های دو بخشی تبدیل می شوند. در این طرح کلی امکان طبقه بندی دو نوع جهت گیری هدف با توجه به تمایز گرایش و گریز فراهم شده است. مدل الیوت و مک گریگور (2001) که پیش از این تشریح گردید، نوعی از این طبقه بندی است. پنتریچ (a2000، b2000) برای نشان دهی این طبقه بندی ماتریسی دو بعدی فرض می نمایند (جدول3-1). ستون جدول تمایز کلی گرایش و گریز مطرح در دیگر تئوری ها (مثل اتکینسون، 1957، الیوت،1997، مک للندف اتکینسون، کلارک و لاول، 1953) را نشان می دهد. گرایش و گریز در سال های اخیر در دیدگاه های شناختی- اجتماعی (برای مثال کاوینگتون و روبرتز،1994، هاراکی ویکز و همکاران ،1998 و هیگینز،1997) به وضوح تمایز بین گرایش و گریز یا به اصطلاح ویگینز جلو روی-ممانعت در فرایند خود تنظیمی مورد بحث قرار گرفته است. گرایش حرکت به سمت مثبت است، بعبارتی کوششی برای اینکه واقعه ای رخ دهد. در حالی که گریز حرکت به سمت منفی است، بعبارتی ممانعت از این که واقعه ای به وقوع پیوندد (هگینز ،1997).
تمایز بین گرایش و گریز در اهداف تاثیرات مهمی در یادگیرندگان باقی می گذارد. برای مثال انتظار می رود که جهت گیری گرایشی بطور کلی با شناخت، انگیزش و رفتار رابطه ای مثبت داشته باشد. در حالی که انتظار می رود جهت گیری گریز با سازه های مرطح رابطه ای منفی داشته باشد. ردیف جدول (3-1) دو هدف کلی تبحری و عملکردی را نشان می دهد. همان گونه که پیش از این اشاره شد این دو نوع جهت گیری در اکثر مدل های جهت گیری هدف مورد بحث قرار گرفته است. عناوین دیگر مدل ها برای این جهت گیری ها در پرانتزهای خانه8 های جدول آمده است. همه مدل ها بر این موضوع اتفاق نظر دارند که اهداف تبحری و نام های مشابه مانند اهداف یادگیری، تکلیف و تکلیف مشغولی بر پیشرفت در شایستگی، دانش، مهارت و یادگیری تاکید دارند، معیار قضاوت در این نوع جهت گیری نیز خود گزیده است. در همه مدل های مطرح به جز مدل الیوت و مک گریگور (2001) تنها سمت و سوی گرایشی در اهداف تبحری مورد بحث و پژوهش قرار گرفته است و بعد گریز آن مورد نظر نبوده است و این موضوع مشخص نیست که ایا از لحاظ نظری اهداف تبحر گریزی نیز وجود دارد. پژوهش های تجربی اندکی در این زمینه انجام شده است (نگاه شود به الیوت و مک گریگور،2001).

جدول (2-1) دو نوع جهت گیری هدف و شکل های گرایش و گریز این اهداف (گرفته شده از پنتریچ و شانک،2002)
اهداف گرایش گریز
-جهت گیری تبحری
-جهت گیری عملکردی -تاکید بر تبحریابی در انجام تکلیف، یادگیری، فهمیدن، کاربرد ،معیارهای خود گزیده پیشرفت و یادگیری عمیق (عناوین دیگر مدل ها، اهداف یادگیری، هدف تکلیف، تکلیف مشغولی)
-تاکید بر برتر بودن، بهتر از دیگران بودن، برجسته بودن، بهتر انجام دادن تکلیف در مقایسه با دیگران، کاربرد معیارهای هنجاری مانند کسب بهترین و بالاترین نمره، داشتن بهترین عملکرد در کلاس (عناوین دیگر مدل ها: هدف عملکردی، هدف من مشغولی، جهت گیری خود افزایی من، هدف توانایی مرتبط) -تاکید بر گریز از نفهمیدن و گریز از عدم یادگیری، کاربرد معیارهای خود گزیده برای اجتناب از خطا و اجتناب از نادرست حل کردن تکلیف (عناوین دیگر مدل ها: تبحر گریزی)
-تاکید بر گریز از حقارت و نگریسته شدن بعنوان فردی کندآموز در مقایسه با دیگران، کاربرد معیارهای هنجاری مانند عدم کسب بدترین نمره در کلاس، اجتناب از نشان دهی پایین ترین عملکرد در کلاس (عناوین دیگر مدل ها: هدف عملکردی، هدف من مشغولی، جهت گیر خود کاستی من)
دومین ردیف جدول (2-1) جهت گیری عملکردی را نشان می دهد که همه مدل ها بر وجود آن اتفاق نظر دارند. اما دو سمت گیری گرایش و گریز که در ستون های جدول امده است، امکان تمایز و جدا سازی هدف از چرایی کوشش و تلاش در اهداف عملکردی را فراهم می سازد. این تمایز بصورت متداول در کارهای هاراکی ویکز، الیوت، میگلی، اسکالویک و همکاران آن ها نشان داده شده است. مطالعات تجربی نیز نشان می دهد که بین جهت گیری عملکرد گریزی و جهت گیری عملکرد گرایشی و پیامدهای شناختی،انگیزشی و رفتاری همراه آن ها رابطه های متفاوتی وجود دارد (هاراکی ویکز و همکاران،1998، میدلتون و میگلی،1997، اسکالویک،1997).
رویکرد دوم سعی بر تلفیق مفاهیم مختلف لیکن همپوش در جهت گیری های هدف دارد. مدل مارش (2000) نمونه ای از این تلاش ها است. عموما پژوهش های جهت گیری هدف با ابزارهای ارزیابی که شامل گویه های مشابه و یا متفاوت و با نام ها و برچشب های مختلف، لیکن با مفاهیم همپوش احاطه شده است (مورفی و الکساندر،2000، پنتریچ،2000). این مساله بویژه برای پژوهشگرانی که مروری اجمالی بر تحقیقات این قلمرو انگیزشی داشته اند واضح و گاه مشکل آفرین بوده است (لپر، 1988، مورفی و الکساندر،2000، اسنو و همکاران،1996). لذا این محققین نتیجه گیری می کنند که به نظر می رسد جهت گیری های هدف با نام های مختلف بواقع سازه های مشابهی را اندازه گیری می کنند. در این میان ابهامی که وجود دارد چگونگی ارتباط دهی این سازه های متفاوت است. لذا به نظر می رسد روش هایی مانند تحلیل خوشه ای اساس این تلفیق باشد. ضرورت پژوهش در مورد چگونگی رشد مدل های مبتنی بر این رویکرد بخوبی احساس می شود بدیهی است که به سبب تعدد جهت گیری های هدف، تشکیل طبقات این مدل ها با روش هایی مانند تحلیل خوشه‌ای بیشتر مورد توجه قرار خواهد گرفت. مدل هایی که در ان هر طبقه در برگیرنده مولفه های مختلف در جهت گیری هدف باشد. از سوی دیگر این مولفه ها باید بصورت تجربی و منطقی بوسیله پیش آیند های خود توضیح داده شوند. چنین سازه هایی باید بتواند رابطه و توضیح گویایی برای بسیاری از پیامدهای شناختی، عاطفی و رفتاری فراهم آورد. در این پژوهش سعی بر ارائه مدلی در جهت گیری هدف می شود که در راستای این خط فکری باشد.
همان گونه که پیش از این مطرح شد دیدگاه های سه بخشی مانند مدل الیوت و چرچ (1999) در واقع شکلی از دیدگاه های دو بخشی هستند که در ان ها جهت گیری عملکردی به دو مولفه جهت گیری عملکرد گریزی و عملکرد گرایشی تفکیک شده است. در این مدل ها جهت گیری هایی مانند اهداف یادگیری، تبحری و تکلیف به لحاظ ماهیتی با جهت گیری عملکردی و با من متفاوت دارند. لیکن جهت گیری هایی مانند عملکرد گرایشی و عملکرد گریزی در مدل الیوت و چرچ (1999) و میگلی و همکاران (1998) و سازه هایی مانند من خودافزایی و من خودکاستی در مدل اسکالویک (1997) به لحاظ ماهیتی با یکدیگر متفاوت نیستند. در واقع به لحاظ نظری این دو جهت گیری دو مولفه از یک سازه واحد محسوب می شود که هسته اصلی آن نگرانی از قضاوت دیگران نسبت به شخص است. گاه فرد بدنبال کسب قضاوت مثبت دیگران نسبت به خود است و گاه فرد بدنبال اجتناب از قضاوت منفی دیگران نسبت به خود است.
د: جهت گیری یادگیری
جهت گیری یادگیری در مطالعات مختلف بصورت مکرر مورد تاکید قرار گرفته است (دوک،1986، ریان و دی سی،2000، هیمن و دوک،1992، باتون، ماتیو و زاجک،1996، فار و همکاران،1993، مارش و همکاران، 2000ف وندی وال، 1997). «جهت گیری یادگیری تمایل به رشد خود بوسیله کسب دانش و مهارت جدید، تسلط بر موقعیت های جدید و پیشرفت در شایستگی های فردی تعریف می شود. محوریت جهت گیری یادگیری توجه به فرآیندهایی است که به مهارت و تبحر فرد در انجام تکلیف و افزایش دانش و توجه او منجر می شود».
این سازه مشابه اهداف تبحری در مدل ایمز (a1992)، جهت گیری تکلیف محور در مدل میگلی و همکاران (1998)، جهت گیری تکلیف در مدل نیکولز (1984)، اهداف یادگیری در مدل دوک (1999)، جهت گیری تبحری در مدل میس و همکاران (1988)، جهت گیری تکلیف در مدل اسکالویک (1997؟)، جهت گیری تبحری در مدل الیوت و چرچ (1997) و جهت گیری تبحر گرایشی در مدل الیوت و مک گریگور(2001) است.
ذ: جهت گیری عملکردی
سازه دوم جهت گیری عملکردی با دو مولفه عملکرد گرایشی و عملکرد گریزی است. پژوهشگران حوزه انگیزش پیشرفت این سازه ها را مهم ترین سازه های جهت گیری اهداف معرفی کرده اند (الیوت و هاراکی ویکز، 1996، میدلتون و میگلی،1997، اسکالویک،1997، وندی وال،1997، الیوت،1977، الیوت و چرچ،1997، الیوت و مک گریگور،2001).
1- جهت گیری عملکرد گرایشی
«جهت گیری عملکرد گرایشی به تایید عملکرد و کسب قضاوت مطلوب دیگران درباره عملکردهای شخصی تعریف می شود. محوریت این جهت گیری کسب قضاوت مثبت دیگران نسبت به شخص است. هسته اصلی این جهت گیری توجه به مقایسه های اجتماعی است که در آن فرد باید از دیگری بهتر باشد و دیگران را پشت سر گذارد». جهت گیری عملکرد گرایشی مشابه جهت گیری خود افزایی در مدل اسکالویک (1997) و من اجتماعی در مدل میس و همکاران (1988) است. این جهت گیری هدف در مدل های میگلی و همکاران (1998)، الیوت و چرچ (1997) و الیوت و مک گریگور(2001) با همین عنوان مطرح شده است.
2: جهت گیری عملکرد گریزی
«جهت گیری عملکرد گریزی تمایل به اجتناب و دوری از قضاوت منفی دیگران نسبت به شخص تعریف می شود. در این جهت گیری نیز هسته اصلی توجه به مقایسه های اجتماعی است، لیکن تاکید بر گریز از حقارت و نگریسته شدن بعنوان فردی کند آموز محوریت این جهت گیری هدف است». جهت گیری عملکرد گریزی مشابه با جهت گیری خودکاستی در مدل اسکالویک (1997) و کار گریزی در مدل میس و همکاران (1988) است. این جهت گیری هدف در مدل های میگلی و همکاران (1998)، الیوت و چرچ (1997) و الیوت و مک گریگور (2001) با همین عنوان مطرح شده است.
ر: بلاتکلیفی در جهت گیری هدف
سازه سوم در پیشینه مدل های جهت گیری هدف کمتر مورد توجه بوده است. این سازه که از ان با عنوان بلاتکلیفی در جهت گیری هدف نام برده می شود در سه مطالعه مقدماتی این پژوهش در دانش اموزان و دانشجویان بخوبی قابل تشخیص بوده است شواهد تجربی حاصل از این مطالعات وجود این سازه را مورد تایید قرار داده است. «بلاتکلیفی در جهت گیری هدف به شک و تردید نسبت به ارزش فعالیت و تکلیف در فراگیران تعریف می شود. محوریت این جهت گیری تردید نسبت به این موضوع است که آیا یادگیری تکلیف منجر به دستیابی به شایستگی درونی و یا بیرونی خواهد شد». توجه به ابعادی از این سازه در کارهای سلیگمن (1975)، ورمونت (1992، 1996، 1998)، پرینس و همکاران(1998) مشاهده می شود. این سازه با سازه بی انگیزشی در مدل ریان و دی سی (2000) نزدیکی دارد. ریان و دی سی (2000) بی انگیزشی را حالت فقدان خواست برای فعالیت تعریف می کنند. از نظر این پژوهشگران هنگام بی انگیزشی رفتار فرد فاقد دلایل شخصی است. بی انگیزشی ناشی از ارزش نداشتن فعالیت (ریان، 1995) و عدم احساس شایستگی در انجام آن است و بلاتکلیفی در جهت گیری هدف تردید نسبت به ارزش فعالیت و شک در کسب شایستگی با انجام آن فعالیت است.
2-1-2 کمال گرایی:
سازه کما ل گرایی در گذشته مورد توجه نظر یه پردازان بزر گی همچون فرو ید، آدلر و مازلو بوده است (نورد بی و هال،1974) و در دهه های اخیر نیز مورد اقبال پژوهشگران بسیاری قرارگرفته است و هرکدام به فراخور دیدگاه خود تعر یف متفاوتی از آن ارائه داد ه اند. با این حال اکثر پژوهشگران، برا ین امر که معیارهای بلند مرتبه برای عملکرد، مفهوم محوری کمال گرایی است، توافق دارند.
هورنای(1950) کمال گرایی را شیوه ای از زندگی می داند که افراد برا ی رهایی از اضطراب اساسی آن را به کار می بندند و کمال گرایی را گرا یش روان رنجورانه به بی عیب و نقص بودن، کوچک ترین اشتباه خود را گناهی نابخشودنی پنداشتن و مضطربانه انتظار پیامد های شوم داشتن، تعریف می کند. هانلند (1978) بر این باور است که کمال گرایی نشان دهنده گرایش و علاقه فرد به درک محیط پیرامون خود به گونه قانون همه یا هیچ است که به موجب آن، نتا یج به شکل موفقیت ها یا شکست ها حاصل می شوند. گرچه مفهوم کمال گرایی به طور گسترده ای توجه روان شناسان را به خود جلب کرده است، اما هنوز به عنوان پدیده ای تقر یباً ناشناخته و ناسازگار تعریف شده است. سازه کمال گرایی مثبت و منفی، می تواند به صورت های به هنجار و نابه هنجار باشد(هماچک،2006).
به عقیده تری شوت و همکاران(2005) کسانی که کمال گرایی مثبت(به هنجار) دارند، معیارهایی را برای خود در نظر می گیرند، اما به جای این که ر سیدن و یا نرسیدن به آن معیارها برایشان مهم باشد، نفس تلاش کردن برا ی رسیدن به هدف در نظرشان اهمیت دارد. در واقع ا ین افراد از کار و تلاش زیاد لذت می برند و وقتی در انجام دادن یا ندادن کاری آزادند ، سعی می کنند آن را به بهترین نحوی که می توانند انجام د هند .
کمال گرایی مثبت به هنجار(نه تنها موجب مشکلی نمی شود، بلکه باعث می شود که فرد استعدادهای خویش را شکوفا سازد و به احساس رضایت شخصی بالایی دست یابد.
در مقابل، افراد کمال گرای منفی(نابه هنجار) یا روا ن رنجور، بیشتر در فکر آنند که مبادا اشتباهی از آ ن ها سر بزند؛ آن ها هیچ وقت احساس پیروزی نمی کنند. کسا نی که کمال گرایی منفی دارند ، حتی اگر از دیگران بهتر کار می کنند، بازهم احساس رضا یت نمی کنند، آن ها خود را سرزنش می کنند، هدف بالاتری را در نظر می گیرند و مدام در این زنجیره بی انتها گیر می کنند، همیشه با خودشان درگیرند و در نتیجه دچار انواع افسردگی و روان رنجورخویی می شوند.
کمالگرایی نقش مهمی در سبب شناسی، حفظ و مسیر آسیب های روانی بازی میکند؛ و با مکانیزم هایی از جمله معیارهای افراطی که باعث ایجاد قوانین انعطاف ناپذیر برای عملکرد می شود و نیز رفتارهایی همچون اجتناب و ارزیابی مکرر عملکرد، سوگیریهای شناختی همچون افکار دومقوله ای(اگان، پیک، دایک و ریز، 2007 ؛ واتسون، الفیک، دهر، استیل و ویلکچ،2010) توجه انتخابی به شکست و افزایش معیارها درمورد دستاوردها برجسته می شود(گلور، برون، فیربرن و شافران، 2007)
اروزکان، کاراکاس، آتا و آیبرک ( 2011 ) بیان میکنند کمالگرا کسی است که مجموعهای از استاندارهای سخت، غیرواقعی و بالا ایجاد میکند و هنگام ارزیابی عملکرد خود درگیر تفکر همه یا هیچ میشود. بنابراین، موفقیت تنها زمانی رخ میدهد که یک معیار بالا به دست آید و عملکرد فقط در چارچوب آن معیار بی عیب و نقص است. افراد کمالگرا تجارب شکست را بیش از حد تعمیم میدهند. بنابراین دور از انتظار نیست که پژوهشها حاکی از آن باشند که کمالگرایی با افسردگی، اضطراب، عزت نفس پایین، خودکشی، بیماری کرونری قلب و الکلیسم ارتباط داشته باشد. چرا که وقتی فرد پذیرش خود را مشروط به کسب موفقیتها و معیارها میداند، احتمالاً روند پیگیری اهداف به طورمؤثر، دچار مشکل خواهد شد و به دنبال آن، شکست و ناکامی در تحقق اهداف رخ خواهد داد، که این خود باعث ناکامی فرد در دستیابی به سایر اهداف و ایجاد شناختهای معیوب در فرد خواهد شد. بنابراین در طی این فرایند کمالگرایی مستوجب مشکلات و مسائل بسیار در فرد میشود. براساس پژوهشهایی که تاکنون در زمینه کمالگرایی انجام شده است ازجمله پژوهش استوبر، کمپ و کاف ( 2008 ) کمالگرایی پیامدهایی همچون افسردگی، اختلالهای روده ای و احساس گناه را به دنبال دارد. بنابراین به نظر میرسد لازم است این پیامدها در افراد تعدیل شوند. برخی از پژوهشگران بیان میکنند انواعی از کمالگرایی بهنجار، سازگارانه و سالم اند و این نوع کمالگرایی را میتوان از انواع روان آزرده، ناسالم و ناسازگارانه آن متمایز کرد(وینتر،2006) از نظر لی، اسکپسالیوان و کمپداش ( 2012 )، بین کمالگرایی بهنجار و روان آزرده تمایز وجود دارد . کمالگرایی بهنجار به عنوان تلاش برای معیار های معقول و واقعی تعریف شده است؛ کمالگرایی روان آزرده تمایل به تلاش برای معیارهای بسیار بالا است که با ترس از شکست و تمرکز بر مأیوس کردن دیگران ، همراه است. رویکرد دیگر برای تعریف و اندازه گیری کمالگرایی به وسیله هویت و فلت (1991) نقل از اروزکان و همکاران،2011) پایه گذاری شد. آنها نشان دادند که کمالگرایی از سه بعد جداگانه تشکیل شده است. کمالگرایی خودمدار، دیگرمدار و اجتماع مدار.
اگر کمالگرایی را به صورت یک طیف درنظر بگیریم در یک انتهای آن کمالگرایی روان آزرده، در انتهای دیگر افراد غیرکمال گرا و در جایی در این بین، کمالگرایی بهنجار و سالم قرار دارد که با معیارهای بالا، سطح بالای سازمان یافتگی و تلاش برای برتری مشخص میشود. افراد کمالگرا مستعد تجربه احساس گناه هستند. این حالت تنها در کمالگرایی ناسازگار دیده میشود، درحالیکه کمالگرایی سازگار، با تجربه احساس غرور همراه است(لی و همکاران،2012). همچنین شواهد نشان می دهد که کمالگرایی خودمدار و دیگرمدار با سطوح بالای احساس گناه آن هم به دنبال شکست در وظایف، همراه است(اگان، وید و شافران، 2011).
کمالگرایی اجتماع مدار، افراد را از تجربه احساس رضایت و غرور به هنگام دستیابی به نتایج عالی باز می دارد (استوبر و یانگ، 2010).
فروست و همکاران(1990) از شش بعد کمالگرایی یاد می کنند که عبارتند از اهداف و معیارهای شخصی، اهمیت دادن بیش از اندازه به اشتباه، انتظارات والدین، انتقادات والدین، تردید در اعمال و سازماندهی . از این میان، معیارهای شخصی و سازماندهی، تبیین کننده کمالگرایی مثبت یا سازگارانه و دیگر ابعاد تبیین کننده کمالگرایی منفی یا ناسازگارانه است.
فلت و هویت(1991) هم بر این باورند که کمالگرایی از سه بعد جداگانه که شامل کمالگرایی خودمدار، کمال گرایی دیگر مدار و کمال گرایی جامعه مدار تشکیل می شود. کمال گرایی خودمدار، یک مؤلفه انگیزشی شامل کوشش های فرد برای دستیابی به خویشتن کامل است و در این بعد افراد انگیزه قوی برای کمال، معیارهای بالای غیرواقعی و تفکر همه یا هیچ دارند. کمال گرایی دیگرمدار، یک بعد میان فردی و دربردارنده گرایش به داشتن معیارهای کمالگرایانه برای اشخاصی است که برای فرد اهمیت زیادی دارند، مانند گرایش های کمالگرایانه والدین برای فرزندانشان، در نهایت کمالگرایی جامعه مدار برداشتی شامل معیارهای کمالگرایانه یا غیرواقع بینانه تحمیلی از سوی دیگران بر فرد است و دسترسی به این معیارهای تحمیل شده اگر محال نباشد، حداقل دشوار است.
الف: کمال گرایی به عنوان سازه ای چند بعدی:
در آغاز دهه 1990 تغییری در تعریف و مفهوم بندی کمال گرایی از سازه ای تک بعدی به سازه ای چند بعدی دیده می شود.
دو گروه از محققان(فراست و همکاران،1990، هویت و فلت، 1991، 1991) کمال گرایی را به عنوان سازه ای چند بعدی تعریف کرده و به طور مستقل از هم دو مقیاس چند بعدی برای اندازه گیری آن طراحی کرده اند(ام پی سی). این دو دیدگاه در زیر مورد بررسی قرار گرفته است.
دیدگاه فراست و همکاران:
بر اساس بحث های نظری مطرح شده در زمینه کمال گرایی(هولندر،1965؛ هاماچک،1978، برنز، 1980، پاچت، 1984)، فراست و همکاران(1990) سازه ای را مطرح کرده اند که شش بعد دارد و ابزاری به نام مقیاس چند بعدی کمال گرایی برای اندازه گیری آن طراحی کردند که در بر گیرنده شش بعد می باشد: دو بعد بین فردی و چهار بعد درون فردی می باشد، این ابعاد عبارتنداز، معیار های شخصی، نگرانی درباره اشتباهات، شک درباره اعمال، انتظارات والدین، انتقادگری والدین و سازمان.
ب: معیار های شخصی:
منعکس کننده حدودی است که افراد معیار های بالایی برای خودشان بر می گزینند و خودشان را بر اساس دست یافتن به این معیار ها ارزیابی می کنند.
نگرانی درباره اشتباهات:
به حدودی گفته می شود که فرد اشتباهات را به عنوان شاخصی از شکست تعبیر می کند، به طوری منفی به اشتباهات واکنش نشان داده و فرض می کنند که دیگران نیز اشتباهات آن ها را به شکلی منفی ارزیابی می کنند.
شک درباره اعمال:

Neda Bathaei

4-5-1 تداخل دستیابی چندگانه ................................ ................................................................................. 13
6-1 UWB در مقایسه با سایر استانداردهای ........................................................................ IEEE 13
7-1 تفاوت بین UWB و طیف گسترده ................................ ....................................................................... 15
1-7-1 رشتهی پیوستهی طیف گسترده ................................................................................ (DSSS) 15
2-7-1 جهش فرکانسی طیف گسترده .................... ................................................................(FHSS) 15
3-7-1 تفاوتهای اساسی بین UWB و طیف گسترده ......................................................................... 15
8-1 روشهای پیاده سازی سیستم فراپهن باند ................................ ............................................................ 16
1-8-1 سیستم ............................................(Code Division Multiple Access) CDMA 16
2-8-1 سیستم .......... (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) OFDM 18
.2 فصل دوم: مخلوطکنندههای فرکانسی ..........................................................MIXER 19
1-2 تاریخچه ................................................................ ...................................................................................... 20
2-2 انواع میکسر ................................................................ ................................................................................ 21

و
1-2-2 میکسرهای غیر فعال ................................................................................................ 22 .........................
2-2-2 میکسر گیلبرت ................................................................................................................................... 24
3-2 کاربرد میکسر ............................................................................................................................................. 28
4-2 عملکرد میکسر ........................................................................................................................................... 29
1-4-2 میکسر به عنوان یک ضرب کننده .................................................................................................. 29
2-4-2 عملکرد میکسر به کمک یک سوئیچ .............................................................................................. 30
.3 فصل سوم: بررسی میکسرهای توزیع شدهی فراپهن باند ............................................................ 32
1-3 مقدمه .......................................................................................................................................................... 33
2-3 مدارات توزیع شده ..................................................................................................................................... 34
3-3 بررسی عملکرد سیگنال بزرگ میکسر گیلبرت به عنوان یک عنصر غیر خطی ............................... 35
4-3 میکسر سلول گیلبرت توزیع شده ........................................................................................................... 39
1-4-3 بهرهی تبدیل ...................................................................................................................................... 40
2-4-3 تکنیک تزریق جریان ......................................................................................................................... 40
3-4-3 تکنیک پیکینگ سلفی ...................................................................................................................... 42
5-3 مروری بر چند ساختار میکسر پهن باند ارایه شده ............................................................................... 44
1-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[18] 1 44
2-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[12] 2 45
3-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[19] 3 45
4-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[20] 4 46
5-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[21] 5 47
6-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[22] 6 48
7-5-3 ساختار میکسر .....................................................................................................................[23] 7 49
8-5-3 مقایسه ساختار های متفاوت میکسرهای فراپهن باند ................................................................ 51
.4 فصل چهارم: تحلیل اعوجاج و نویز در میکسر فراپهن باند .......................................................... 52
1-4 مقدمه .......................................................................................................................................................... 53
2-4 میکسر یک عنصر غیر خطی .................................................................................................................... 53
3-4 مدل غیر خطی گیرنده ............................................................................................................................. 54
4-4 اثرات اعوجاج در سیستمهای فراپهن باند ............................................................................................. 54
1-4-4 تولید هارمونیک .................................................................................................................................. 55
2-4-4 فشردگی بهره ...................................................................................................................................... 55
3-4-4 اینترمدولاسیون .................................................................................................................................. 56
4-4-4 اینترمدولاسیون مرتبهی دوم .......................................................................................................... 56
ز
5-4-4 اینترمدولاسیون مرتبهی سوم ......................................................................................................... 57
6-4-4 اعوجاج در سیستمهای متوالی ........................................................................................................ 59
7-4-4 مشخصات خطی گیرنده ................................................................................................................... 59
5-4 بررسی نویز میکسر به عنوان یک عنصر غیر خطی .............................................................................. 60
1-5-4 پردازش نویز متغیر با زمان .............................................................................................................. 60
2-5-4 نویز طبقهی راهانداز (طبقهی ................................................................................................(RF 61
3-5-4 نویز طبقهی سوئیچ (طبقهی ................................................................................................(LO 62
4-5-4 نویز طبقهی ..................................................................................................................................IF 63
.5 فصل پنجم: مدار پیشنهادی، طراحی مخلوط کنندهی فرکانسی فراپهن باند توزیع شده .......... 64
1-5 مقدمه .......................................................................................................................................................... 65
2-5 مدل المانهای مورد استفاده ................................................................................................................... 65
3-5 تحلیلگرهای استفاده شده در نرمافزار .....................................................................................ADS 67
1-3-5 تحلیلگر ..............................................................................HARMONIC BALANCE 68
2-3-5 تحلیلگر ............................................................................................................................... LSSP 68
4-5 طراحی میکسر توزیع شده با سلولهای میکسر تک بالانس .............................................................. 69
1-4-5 طراحی میکسر .................................................................................................................................... 69
2-4-5 بایاس مدار ........................................................................................................................................... 70
3-4-5 پارامترهای قابل تغییر و طراحی ..................................................................................................... 71
4-4-5 تحلیل و شبیهسازی .......................................................................................................................... 72
5-5 طراحی میکسر توزیع شده با سلولهای میکسر سلول گیلبرت ......................................................... 74
1-5-5 طراحی میکسر .................................................................................................................................... 74
2-5-5 بایاس مدار ........................................................................................................................................... 75
3-5-5 تحلیل و شبیهسازی .......................................................................................................................... 76
6-5 طراحی میکسر توزیع شده با سلولهای میکسر گیلبرت و با استفاده از تکنیک پیکینگ سلفی.. 78
1-6-5 تکنیک پیکینگ سلفی ...................................................................................................................... 78
2-6-5 بایاس مدار ........................................................................................................................................... 80
3-6-5 طراحی میکسر توزیع شدهی نهایی ................................................................................................ 80
4-6-5 مقادیر المانهای مدار میکسر پس از طراحی .............................................................................. 84
5-6-5 تحلیل و شبیه سازی ......................................................................................................................... 86
7-5 نتیجهگیری و مقایسه ............................................................................................................................... 90
.6 فصل ششم: نتیجهگیری و پیشنهادات ........................................................................................... 92
1-6 نتیجهگیری ................................................................................................................................................. 93
ح
2-6 پیشنهادات .................................................................................................................................................. 94
.7 فصل هفتم: منابع و ماخذ ................................................................................................................ 95
منابع لاتین ..................................................................................................................................................................... 96
چکیده انگلیسی: ................................................................................................................................................................ 98
ط
فهرست جدول ها:
عنوانشماره صفحه

جدول 1- 1 قابلیت UWB در مقایسه با سایر استانداردهای 14..[2] IEEE
جدول 1- 3 مقایسهی ساختارهای مختلف میکسرهای فراپهن باند51
جدول 1- 5 مقادیر سلفهای مدار نهایی85
جدول 2- 5 عرض ترانزیستورهای مدار نهایی85
جدول 3- 5 مقادیر پارامترهای DC ترانزیستورهای میکسر توزیع شده نهایی85
جدول 4-5 مقدار نشت پورت های مختلف میکسر پیشنهادی در یکدیگر بعد از مدل سازی اثر عدم تطبیـق ابعـاد
ترانزیستورها، روی ولتاژ آستانه88
جدول 5- 5 مقایسهی سه ساختار به دست آمده طول طراحی90
جدول 6- 5 مشخصات مدار میکسر توزیع شدهی پیشنهادی90
جدول 7- 5 مقایسه میکسر طراحی شده در این پایان نامه با کارهای انجام شدهی قبلی91
ی
فهرست شکلها:
عنوانشماره صفحه

شکل 1-1 تاریخچهی تکنولوژی فراپهن باند6
شکل 2-1 طرح ماسک توان برای سیستم UWB بر حسب فرکانس 7[3]
شکل 3-1 سیگنال باند باریک در حوزهی (a) زمان و (b) فرکانس8
شکل 4-1 یک پالس با Duty Cycle کم8
شکل 5-1 پالس UWB در حوزههای((a زمان و (b) فرکانس9
شکل 6-1 همزیستی سیگنالهای فراپهن باند با سیگنالهای باند باریک و باند پهن در طیف فرکانسی 10RF
شکل (a) 7-1 پدیدهی چند مسیره در انتقال بیسیم (b) اثر پدیدهی چند مسیره بر سیگنال های بانـد باریـک
(c) اثر پدیدهی چند مسیره بر سیگنالهای باند فرا پهن11
شکل 8-1 رفتار حوزههای زمان و فرکانس سیگنالهای UWB (a) و (b) باند باریک13
شکل 9-1 طیف فرکانسی UWB به همراه سیستمهای تداخلی داخل و خارج باند14
شکل 10-1 سیگنالهای (a) باند باریک، (b) طیف گسترده و (c) فراپهن باند در حوزههای زمان و فرکانس .. 16
شکل 11-1 روش دسترسی 16TDMA
شکل 12-1 عملیات کد کردن در 17[5] DS-CDMA
شکل 13-1 نحوهی استفاده از پهنای باند در سیستم 17DS-CDMA
شکل 14-1 گروه بندی طیف فرکانسی 18MB-OFDM
شکل 15-1 طیف فرکانسی 18[7] MB-OFDM
شکل 1-2 ساختار گیرنده سوپر هترودین20
شکل 2-2 میکسر به عنوان یک عنصر سه دهانه21
شکل 3-2 میکسر غیرفعال با تعادل دوگانه با 22..CMOS
شکل 4-2 میکسر گیلبرت ساده24
شکل 5-2 میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه25
شکل 6-2 منحنی بهرهی سوئیچ میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه26
شکل 7-2 میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه با تکنیک ربودن جریان 27DC
شکل 8-2 میکسر به عنوان یک ضرب کننده 29[3]
شکل 9-2 میکسر با ساختار تکی31
شکل 10-2 میکسر با ساختار متوازن تکی31
شکل 1-3 بلوک دیاگرام مدار ترکیبی توزیع شده (a) موجبر هم محور واقعی (b) مدارات LC مصنوعی33[11]
شکل 2-3 مدل خطوط انتقال مصنوعی34
شکل 3-3 شمای نحوهی قرار گیری سلولهای مدار توزیع شده بین دو خط انتقال35
شکل 4-3 میکسر گیلبرت 36CMOS
شکل 5-3 یک میکسر فعال CMOS با تعادل تکی36
ک
شکل 6-3 شکل موجهای p0(t) و 38p1 (t)
شکل 7-3 مدار معادل خط انتقال40
شکل 8-3 شماتیک مدار میکسر گیلبرت با تکنیک تزریق جریان41
شکل 9-3 شماتیک مدار میکسر گیلبرت با طبقهی ترارسانایی مکمل41
شکل 10-3 مدل مدار ساده شده برای (a) میکسر متداول (b) میکسر با تکنیک پیکینگ سلفی سری43
شکل (a) 11-3 مدل سیگنال کوچک یک تقویت کننده (b) شـبکهی پسـیو اضـافه شـده بـرای ایزولـه کـردن
خازنهای پارازیتی (c) پیاده سازی این شبکه با سلف43
شکل 12-3 مدار میکسر ساختار 441
شکل 13-3 مدار میکسر ساختار 452
شکل 14-3 مدار میکسر ساختار 463
شکل 15-3 مدار میکسر ساختار 474
شکل 16-3 مدار تطبیق UWB برای سیگنال ورودی 47RF
شکل 17-3 مدار میکسر ساختار 485
شکل 18-3 مدار میکسر ساختار 496
شکل 19-3 مدار میکسر ساختار 507
شکل 1-4 طیف فرکانسی MB-OFDM به همراه سیستمهای تداخلی داخل و خارج باند 53[7]
شکل (a) 2-4 مدار سوئیچ ساده (b) سیستم غیر خطی متغیر با زمان (c) سیستم خطی متغیر با زمان54
شکل 3-4 طیف خروجی سیستم غیرخطی با درجهی دو و سه54
شکل 4-4 نقطه تراکم 561dB
شکل 5-4 مولفههای اینترمدولاسیون در خروجی یک سیستم غیرخطی درجهی 562
شکل 6-4 نحوهی تداخل اینترمدولاسیون مرتبهی 2 با سیگنال مطلوب 57[7]
شکل 7-4 مولفههای اینترمدولاسیون در خروجی یک سیستم با خاصیت غیرخطی مرتبهی سوم58
شکل 8-4 تداخل اینترمدولاسیون مرتبهی 3 با سیگنال مطلوب 58[7]
شکل (a) 9-4 دامنهی نقطه تقاطع مرتبهی سوم ورودی (b) نقطه تقاطع مرتبـهی سـوم ورودی و خروجـی بـه
صورت لگاریتمی 59[5] (IIP3,OIP3)
شکل 10-4 میکسر فعال تک بالانس 61CMOS
شکل 11-4 شکل موج 62p1 (t)
شکل 1-5 بلوک دیاگرام مدار توزیع شده (a)خطوط انتقال واقعی (b) پیاده سازی با مدارات LC (خـط انتقـال
مصنوعی)65
شکل 2-5 مدل ترانزیستور 66TSMC
شکل 3-5 مدل مدار معادل برای یک ترانزیستور 66[26] RF nMOS
شکل 4-5 مدل سلف 67TSMC
شکل 5-5 نمای Layout سلف در تراشه67
شکل 6-5 مدار معادل یک سلف استاندارد 67[26]
ل
شکل 7-5 تحلیلگر HARMONIC BALANCE در نرم افزار 68ADS
شکل 8-5 تحلیلگر LSSP در نرم افزار 68ADS
شکل 9-5 ساختار میکسر توزیع شدهی تک بالانس69
شکل 10-5 شماتیک میکسر توزیع شدهی تک بالانس در نرم افزار 70ADS
شکل 11-5 مدار بایاس طبقهی 70RF
شکل 12-5 مدار بایاس گیت ترانزیستورهای طبقهی 71LO
شکل 13-5 مدار بایاس درین ترانزیستورهای طبقهی 71LO
شکل 14-5 روابط به کار رفته در نرمافزار ADS برای محاسبهی 72IIP3
شکل 15-5 نمودار عدد نویز میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس72
شکل 16-5 نمودار IIP3 میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس73
شکل 17-5 نمودار IIP2 میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس73
شکل 18-5 نمودار بهرهی تبدیل میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس73
شکل 19-5 نمودار ضریب انعکاس ورودی میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس74
شکل 20-5 نمودار ضریب انعکاس خروجی میکسر طراحی شده با سلول تک بالانس74
شکل 21-5 ساختار میکسر توزیع شدهی گیلبرت75
شکل 22-5 شماتیک میکسر توزیع شدهی گیلبرت در نرم افزار 75ADS
شکل 23-5 نمودار بهرهی تبدیل میکسر طراحی شده با سلول گیلبرت76
شکل 24-5 نمودار ضریب انعکاس ورودی میکسر طراحی شده با سلول گیلبرت77
شکل 25-5 نمودار ضریب انعکاس خروجی میکسر طراحی شده با سلول گیلبرت77
شکل 26-5 نمودار عدد نویز میکسر طراحی شده با سلول گیلبرت77
شکل 27-5 نمودار IIP3 میکسر طراحی شده با سلول گیلبرت78
شکل 28-5 ساختار میکسر توزیع شدهی گیلبرت با تکنیک پیکینگ سلفی79
شکل 29-5 ساختار میکسر توزیع شدهی گیلبرت با تکنیک پیکینگ سلفی در نرم افزار 79ADS
شکل 30-5 مدار بایاس درین ترانزیستورهای طبقهی 80LO
شکل 31-5 نمودار جریان مصرفی میکسر بر حسب تغییرات عرض ترانزیستورها81
شکل 32-5 نمودار تطبیق ورودی میکسر بر حسب تغییرات عرض ترانزیستورها در فرکانس 8210 GHz
شکل 33-5 نمودار بهرهی تبدیل میکسر بر حسب تغییرات عرض ترانزیستورها82
شکل 34-5 نمودار IIP3 میکسر بر حسب تغییرات عرض ترانزیستورها83
شکل 35-5 نمودار بهرهی تبدیل میکسر بر حسب تغییرات سلفهای پیکینگ در سه فرکانس83
شکل 36-5 بهرهی تبدیل میکسر بر حسب فرکانس و مقادیر مختلف سلفهای پیکینگ84
شکل 37-5 نمودار IIP3 میکسر بر حسب تغییرات سلفهای پیکینگ در سه فرکانس84
شکل 38-5 نمودارضرایب انعکاس ورودی و خروجی میکسر توزیع شدهی پیشنهادی86
شکل 39-5 نمودار بهره میکسر طراحی شده با دو سلول گیلبرت و با تکنیک پیکینگ سلفی86
شکل 40-5 نمودار نشت پورت LO در 87RF
م
شکل 41-5 نمودار نشت پورت LO در 87IF
شکل 42-5 نمودار نشت پورت RF در 87LO
شکل 43-5 نمودار نشت پورت RF در 88IF
شکل 44-5 عدد نویز میکسر طراحی شده با دو سلول گیلبرت و با تکنیک پیکینگ سلفی88
شکل 45-5 نقطه تقاطع مرتبه سوم ورودی (IIP3) میکسر طراحـی شـده بـا دو سـلول گیلبـرت و بـا تکنیـک
پیکینگ سلفی89
شکل 46-5 نقطه تقاطع مرتبه دوم ورودی (IIP2) میکسـر طراحـی شـده بـا دو سـلول گیلبـرت و بـا تکنیـک
پیکینگ سلفی89
شکل 47-5 نمودار P1dB میکسر طراحی شده با دو سلول گیلبرت و با تکنیک پیکینگ سلفی90
ن
فهرست رابطهها:
عنوانشماره صفحه

رابطهی 81- 1
رابطهی 92- 1
رابطهی 103-1
رابطهی 114-1
رابطهی 125-1
رابطهی 221-2
رابطهی 232-2
رابطهی 233-2
رابطهی 234-2
رابطهی 235-2
رابطهی 256-2
رابطهی 267-2
رابطهی 268-2
رابطهی 279-2
رابطهی 2710-2
رابطهی 2811-2
رابطهی 2912-2
رابطهی 2913-2
رابطهی 2914-2
رابطهی 351-3
رابطهی 362-3
رابطهی 373-3
رابطهی 374-3
رابطهی 375-3
رابطهی 376-3
رابطهی 377-3
رابطهی 378-3
رابطهی 379-3
رابطهی 3710-3
رابطهی 3811-3
س
رابطهی 3812-3
رابطهی 3813-3
رابطهی 3814-3
رابطهی 3915-3
رابطهی 3916-3
رابطهی 4017-3
رابطهی 4018-3
رابطهی 4119-3
رابطهی 4120-3
رابطهی 4221-3
رابطهی 4222-3
رابطهی 4223-3
رابطهی 4224-3
رابطهی 4225-3
رابطهی 4226-3
رابطهی 4327-3
رابطهی 4428-3
رابطهی 541-4
رابطهی 552-4
رابطهی 563-4
رابطهی 564-4
رابطهی 575-4
رابطهی 576-4
رابطهی 577-4
رابطهی 588-4
رابطهی 599-4
رابطهی 5910-4
رابطهی 6011-4
رابطهی 6112-4
رابطهی 6113-4
رابطهی 6114-4
رابطهی 6115-4
رابطهی 6216-4
رابطهی 6217-4
ع
رابطهی 6218-4
رابطهی 6219-4
رابطهی 6220-4
رابطهی 6321-4
رابطهی 6322-4
رابطهی 6323-4
رابطهی 6324-4
رابطهی 6325-4
رابطهی 6326-4
رابطهی 691-5
رابطهی 812-5
رابطهی 853-5
رابطهی 854-5
رابطهی 865-5
ف
چکیده:
رشد سریع تکنولوژی و پیشرفت موفق تجاری مخابرات بی سیم روی زنـدگی روزمـره ی مـا تـاثیر قابل توجهی گذاشته است. امروزه بهکار بردن میکسرهای فرکانس بالا در سیستم های ارتباطاتی بیسـیم، دارای اهمیت خاصی میباشد. میکسرها یکی از اجزای اساسـی گیرنـده در مخـابرات بـیسـیم محسـوب میشوند. اجرای میکسرهای پایین آورنده1 در گیرنده ها به لحاظ وجود نویز و تضعیف در سیگنال دریافتی از اهمیت بیشتری برخوردار است.
هدف اصلی این پایان نامه، تحلیل و طراحـی میکسـر بـرای کـاربرد در بانـد فرکانسـی فـراپهن (UWB) و با استفاده از تکنولوژی CMOS می باشد. ابتدا عملکرد یک میکسر توزیع شده بررسی شده، سپس مدار میکسر پیشنهادی توزیع شده، ارایه می گردد. میکسر پیشنهادی دارای بهـره ی تبـدیل 3dB، IIP3 برابر 5/5dBm، عدد نویز 7dB، پهنـای بانـد 3 تـا 10 گیگـاهرتز و تـوان مصـرفی 52 میلـی وات میباشد. میکسر فراپهن باند توزیع شدهی پیشنهادی با استفاده از تکنولوژی CMOS 0/18μm با منبع تغذیه 1/8 ولت طراحی شده است.

1 down conversion
1
مقدمه:
رشد سریع تکنولوژی و گذار از مخابرات آنالوگ به دیجیتال، ترقی سیستم های رادیویی بـه نسـل سوم و چهارم و جانشینی سیستم های سیمی با Wi-Fi و Bluetooth مشـتریان را قـادر مـی سـازد بـه گستره ی عظیمی از اطلاعات از هرجا و هر زمان دسترسی داشته باشند. مخابرات UWB برای اولین بـار در دهــهی 1960 معرفــی شــد و در ســال 2002، FCC1 رنــج فرکانســی 3.1~10.6GHz را بــرای کاربردهای UWB معرفی و توان انتقال آنرا به -41.3dBm محدود کرد، بدین معنا کـه سیسـتمهـای
UWB روی فراهم کردن: توان کم، قیمت کم و عملکرد باند وسیع در مساحت کوتـاه تمرکـز کردنـد. در مقایسه با کاربردهای باند باریک طراحی المانها در سیستمهای UWB بسیار متفاوت و مشکل است.
یکی از بلوکهای مهم در گیرندههای UWB میکسرها هستند کـه بـرای تبـادل اطلاعـات بـین تعداد زیادی کانال مشابه UWB نقش کلیدی دارند. اهمیـت عملکـرد میکسـر بـه عنـوان یـک مبـدل فرکانس، در تامین فرکانسهای کاری مناسب با پایداری و نـویز مطلـوب اسـت. میکسـر مـیبایسـتی: (1
بهرهی تبدیل بالا، که اثرات نویز در طبقات بعدی را کاهش دهـد، (2 عـددنویز کوچـک، کـه LNA را از داشتن یک بهرهی بالا راحت کند و (3 خطی بودن بالا، که رنج دینامیک گیرنده را بهبود بخشد و سطوح اینترمدولاسیون2 را کاهش دهد. هر کارایی بایستی توسط مصالحه در طراحی میکسر بهدست آید. میکسر سلول گیلبرت با برخی تغییرات در ساختار آن نتایج قابل قبـولی بـرای کـاربرد در سیسـتمهـای UWB
بهدست میدهد.
دستیابی همزمان به بهره ی تبدیل و خطی بودن بـالا کـه افـزایش یکـی باعـث کـاهش دیگـری می گردد یکی از چالش های طراحی میکسر می باشد، در کارهایی کـه تـا کنـون انجـام شـده تمرکـز روی دستیابی یکی از این دو بوده به طوریکه یا میکسری غیر فعال با خطی بودن قابل قبـول و یـا میکسـری فعال با خطی بودن کم ارائه شده است. تطبیق امپدانس در کل رنج فرکانسی 7 گیگا هرتـزی و همچنـین عدد نویز پایین از دیگر پارامترهای مهم طراحی میکسر میباشد.
 اهداف پایان نامه
در این پایان نامه با بررسی میکسرهای فراپهن باند و مقایسهی آنها از نظر ساختار، بهرهی مدار، عدد نویز، تطبیق در ورودی و خروجی و خطی بودن، سـاختار مناسـب بـرای یـک میکسـر فـراپهن بانـد پیشنهاد شده و از لحاظ کارکرد در سیستمهای UWB بررسی گشته است.

Federal Communications Commission inter-modulation

1
2
2
بر خلاف کارهایی که تا کنون در این زمینه صورت گرفته که بر بهبود یکی از پارامترهای بهـره ی تبدیل یا خطی بودن میکسر تاکید شده، در اینجا سعی شـده اسـت تـا ضـمن دسـتیابی بـه هـر دو ایـن پارامترها در اندازههای قابل قبول برای گیرندهها، کل پهنای باند سیستمهای UWB پوشش داده شود.
بر این اساس در فصل اول سیستم های فراپهن باند بطور کامل معرفـی و بررسـی مـی گـردد، در فصل دوم به بررسی انواع میکسر، نحوهی عملکرد و کاربرد آنها پرداختـه شـده، در فصـل سـوم سـاختار میکسرهای توزیع شده، مشخصات و تکنیکهای بهبود کارایی آنها و در فصل چهارم اعوجـاج و نـویز در میکسر بررسی گردیدهاند. در فصل پنجم ساختار میکسر فراپهن باند طراحی شده بـه طـور مفصـل شـرح داده شده است. در فصل ششم نتیجهگیری و پیشنهادات و فصل هفتم نیز منابع و مأخذ مورد استفاده بـه تفکیک درج شدهاند.
3
.1 فصل اول: سیستمهای فراپهن باند (UWB)
4
1-1 تاریخچه تکنولوژی فراپهن باند UWB
در طول دهههای اخیر پیشرفت سریع ارتباطات باعث ایجاد تقاضا برای قطعات بهتـر و ارزانتـر و همچنین تکنولوژیهای پیشرفتهتر شده است. افزایش تقاضا برای انتقال سریع و افزایش نرخ اطلاعـات در عین مصرف کم توان تاثیرات شگرفی را بر تکنولوژی ارتباطات ایجاد کرده است. در هر دو بخش مخابرات بیسیم و سیمی این گرایش منجر به استفادهی هرچه بیشتر از مدولاسیونهایی با استفادهی بهینـهتـر از طیف فرکانسی و یا افزایش پهنای کانالها گشته است. این روشها به همـراه روشهـای مهندسـی بـرای کاهش توان، به منظور تولید تراشه های ارزان و با مصرف توان کم در صنعت استفاده میشود.
افزایش و گسترش استانداردها نه تنها باعث شده که سیستمها با طیفهای شلوغتری از لحاظ فرکانسی روبرو باشند بلکه باعث شده است تا سیستمها به سوی چند استاندارده بودن سوق داده شده و قابلیت انطباق با استانداردهای مختلف را داشته باشند. در حقیقت این پیشرفت تکنولوزی منجر به طراحی و تولید دستگاههایی شده است که قابلیت کارکرد در باندهای وسیعتری را داشته باشند، مانند تکنولوژی فرا پهن باند . (UWB)
تکنولوژی فراپهن باند (UWB) در دهه های اخیر بسیار مورد توجه قرار گرفتـه اسـت. مـیتـوان گفت که شروع استفاده از دانش UWB مربوط به انتهای قرن نوزدهم می باشد. اولین سیستم بی سیم که توسط گاگلیرمو مارکونی1 در سال 1987 نمایش داده شد، خصوصیات رادیوی فـراپهن بانـد را دارد. رادیـو ساخته شده توسط مارکونی از پهنای باند وسیعی برای انتقال اطلاعات بهره می گرفت. اولین فرستنده های جرقه ای مارکونی فضای زیادی از طیف (از فرکانس هـای بسـیار پـایین تـا فرکـانس هـای بـالا) را اشـغال می کردند. همچنین این سیستم ها به طور غیراتوماتیک از پردازش زمان اسـتفاده مـی نمودنـد. چـون کـد مورس توسط اپراتورهای انسانی ارسال و دریافت می شد. پس از آن مفهوم UWB مجدداً در دهـه 1960
برای ساخت رادارهای ایمن در برابر تداخل با مصرف توان کم مورد توجه قرار گرفت .[1]
در اوایل پیدایش ، UWB به نامهای Carrier free ، باند پایه یا ضربه رایج بود که در حقیقت متضمن این نکته بود که استراتژی تولید سیگنال نتیجه یک پالس با Rise time بسیار سریع و یـا یـک ضربه میباشد که یک آنتن باند پهن را تحریک میکند. در اوایل سال 2002 میلادی تکنولوژی باند بسیار پهن (UWB) برای کاربردهای تجاری تصویب شد. این تکنولوژی جدید شـیوه ی جدیـدی در ارتباطـات بدون سیم ابداع کرد:"استفاده از حوزه زمان به جای حوزه فرکانس".
تکنولوژی فرا پهن باند (UWB) به شیوهی کاملاً متفاوتی از سایر تکنولوژی ها از بانـد فرکانسـی استفاده میکند. این سیستمها از پالسهای باریک و پـردازش سـیگنال در حـوزهی زمـانی بـرای انتقـال

1 Guglielmo Marconi
5
اطلاعات استفاده میکنند، بدین صورت سیستمهـای فـرا پهـن بانـد (UWB) قادرنـد در بـازهی زمـانی مشخص اطلاعات بیشتری را نسبت به سیستمهای قدیمیتر منتقل کنند زیرا حجـم انتقـال اطلاعـات در سیســتمهــای مخــابراتی بــه صــورت مســتقیم بــا پهنــای بانــد تخصــیص یافتــه و لگــاریتم SNR (Signal to Noise Ratio) متناسب است. استفاده از یک پهنای بانـد خیلـی وسـیع چنـدین مزیـت دارد: ظرفیت بالا، مخفی بودن، مقاومت در برابر مسدود شدن و همزیستی با سایر سیستم های رادیویی.
پایه و اساس سیستم های نوین فراپهن باند در دهه 80 توسط راس و با کار انجـام شـده در مرکـز تحقیقاتی Sperry بنیان گذاشته شد. تأکید بر استفاده از UWB بـه عنـوان یـک ابـزار تحلیلـی بـرای کشف خصوصیات شبکه های مایکروویو و خصوصیات ذاتی مـواد بـود. ایـن تکنیـک هـا بـه طـور منطقـی گسترش یافتند تا تحلیل و تولید تجربی المان های آنتن را انجام دهند. موفقیـتهـای اولیـه باعـث تولیـد سیستمی خانگی شد تا خصوصیات پاسخ ضربه اهداف یا موانع را اندازهگیری کند.
با افزایش درخواست کاربران برای ظرفیت بالاتر، سرویس های سریعتر و مخابرات بی سیم امن تـر، تکنولوژی های جدید مجبورند جایگاه خود را در طیف فوق العاده شلوغ و امن رادیـویی بیابنـد. بـه دلیـل اینکه هر تکنولوژی رادیویی یک بخش خاص از طیف را اشغال میکند و با معرفی سـرویس هـای جدیـد رادیویی محدودیت دسترسی طیف RF سخت گیرانه تر شده است. در این شرایط تکنولـوژی UWB یـک راه حل نوید بخش برای محدودیت دسترسی به طیف RF با اجازه به سرویس های جدید برای هم زیستی با سیستمهای رادیویی جاری با تداخل حداقل یا بدون تداخل است.
در فوریه ی سال 2002، FCC اولین طراحی و استاندارد مربوط بـه بانـدها و تـوان مجـاز بـرای کاربران UWB را صادر کرد. بدین ترتیب باند فرکانسی 3.1GHz تا 10.6GHz به UWB اختصـاص یافت. در همین زمان FCC مجوزی صادر کرد که حدود و میزان تشعشع عمدی یا سهوی دسـتگاه هـای مخابراتی در باندهای مختلف را مشخص نمود. این تشعشع مجاز در باندهای مورد استفاده، مبنـایی بـرای طراحی دستگاه های UWB شد. با گسترش تحقیقات در این زمینه، IEEE کمیتـه ی مخصوصـی بـرای استاندارد سازی این سیسـتم هـا تحـت عنـوان 802.15.3.x تشـکیل داد. شـکل 1-1 تاریخچـه ی ایـن تکنولوژی را به اختصار نشان میدهد .[2]

شکل 1-1 تاریخچهی تکنولوژی فراپهن باند
6
در اولین گام FCC توان خروجی سیستم های UWB را به -41.3dBm/MHz محدود کرد، این محدودیت این امکان را برای سیستم های UWB ایجاد میکند که بدون اینکه توان سیگنال خروجی آنها توسط سیستمهای باند باریک مجاور احساس شود از پهنای باند وسیعی برای انتقال اطلاعات خود استفاده کنند. محدودیت هایی که برای توان انتشار این سیستم ها ایجاد شد ، عمدتاً محدودیتهایی بودند که برای حفاظت از سیستم GPS و سایر سیستم های دولتی که در باند فرکانسی 690MHZ~1610MHz کار میکنند مطرح شده بود. همانطور که در شکل 2-1 نشان داده شده است این ماسک توان همچنین برای سایر سیستمهای دولتی که عملکرد آنها در فاصلهی 3.1GHz~10.6GHz
یعنی باندی که برای کاربرد داخلی UWB تعریف شده است نیز کاربرد دارد.

شکل 2-1 طرح ماسک توان برای سیستم UWB بر حسب فرکانس [3]
بنا به تعریف FCC پهنای باند -10dB یک سیگنال UWB بزرگتر از %25 فرکانس مرکزی یا بزرگتر از 1.5GHz میباشد. سیستمهای فرا پهـن بانـد بـا عـرض بانـد بـیش از 7GHz در بـازه فرکانسـی
3.1GHz~10.6GHz با سطح توان مجاز -41.3dBm/MHz فعالیت مـیکننـد. هـر کانـال رادیـویی در ایـن سیستمها بسته به فرکانس مرکزی خود میتواند عرض بانـدی بـیش از 500MHz داشـته باشـد. طـرح
انتقال OFDM1 به عنوان اولین کاندیـدا بـرای UWB در مـارچ 2003 در جلسـهی گروهـی IEEE 802.15.3a مطرح شد.

1 Orthogonal Frequency-Division Multiplexing
7
2-1 مفهوم UWB
سیستم های مخابراتی باند باریک متـداول سـیگنال هـای RF مـوج پیوسـته (CW)1 را بـا یـک فرکانس حامل خاص برای ارسال و دریافت اطلاعات مدوله می کنند. یک موج پیوسته یک انرژی سـیگنال تعریف شده در باند فرکانسی بانـد باریـک دارد کـه آن را بـرای آشکارسـازی و نفـوذ خیلـی آسـیب پـذیر میسازد. شکل 3-1 سیگنال باند باریک را در حوزههای زمان و فرکانس نشان میدهد.

شکل 3-1 سیگنال باند باریک در حوزهی (a) زمان و (b) فرکانس
سیستمهای UWB از پالسهای کوتاه بدون حامل (پیکو ثانیه تا نانو ثانیـه ) بـا Duty Cycle خیلی کم (کمتر از (%5 برای انتقال اطلاعات استفاده میکنـد. یـک تعریـف سـاده بـرای Duty Cycle
نسبت زمان حضور پالس به کل زمان انتقال است. (رابطهی (1-1

شکل 4-1 یک پالس با Duty Cycle کم رابطهی 1-1 T T Duty Cycle T Duty Cycle کم، متوسط توان انتقالی خیلی کمی در سیستمهـای UWB ایجـاب مـیکنـد.
متوسط توان انتقالی یک سیستم UWB در حد میکرو وات است، یعنی هزار بـار کمتـر از تـوان انتقـالی تلفن موبایل. به هر حال پیک یا توان لحظه ای پالس های UWB مستقل می تواند نسبتاً بزرگ باشـد، امـا چون آنها برای یک زمان خیلی کوتاه انتقال می یابند (Ton<1ns) توان متوسط به طـور قابـل ملاحظـه ای کم میشود، در نتیجه ادوات UWB به توان انتقال کم در اثر کنترل روی Duty Cycle نیاز دارند، کـه مستقیماً روی طول عمر باتری در تجهیزات قابل حمل تاثیر دارد.
از آنجایی که فرکانس با زمان نسبت عکس دارد پالس های UWB کوتاه مـدت، انـرژی را روی رنج عریضی از فرکانس ها، از نزدیک DC تا چندین گیگاهرتز با چگالی طیف توان (PSD)2 خیلـی کـم، پخش میکنند. شکل 5-1 پالس UWB را در حوزههای زمان و فرکانس نشان میدهد.

1 Continous Waveform 2 Power Spectral Density
8

شکل 5-1 پالس UWB در حوزههای((a زمان و (b) فرکانس
3-1 تعریف سیستم فراپهن باند
به طور کلی به سیستمی فراپهن باند (UWB) اطلاق میگردد که پهنای بانـد مـورد اسـتفادهی آن برای انتقال اطلاعات بیشتر از 500MHz باشد و یا پهنای باند نسبی آن در تمام زمانها بیشـتر از %20
باشد. پهنای باند کسری معیاری برای طبقهبندی سیگنال ها به بانـد باریـک، بانـد پهـن و فـرا پهـن بانـد می باشد و به وسیله ی نسبت پهنای باند در نقاط -10dB به فرکانس مرکزی توسط رابطهی 2-1 تعریـف میشود .[4]
رابطهی 2-1 100% f L fH 100% BW fL 2 fH fC با استفاده از این پهنای باند وسیع، چگالی طیف توان ارسالی این سیستم بسیار پایین اسـت و در نتیجه در مقابل شنود دارای مصونیت بالایی می باشـد. بـه منظـور جلـوگیری از تـاثیر نـامطلوب سیسـتم
UWB بر سیستم هایی که قبلاً در این باند وجود داشته اند، همان طور که قبلاً عنوان شـد FCC ماسـک مربوط به چگالی طیف توان این سیستمها را با سطح توان مجاز -41.3dBm/MHz مشخص نمود.
4-1 مزایای تکنولوژی فراپهن باند UWB
1-4-1 توانایی اشتراک طیف توانی
FCC سطح توان مجاز سیستم هـای UWB را -41.3dBm/MHz برابـر بـا 75nWatt/MHz تعریـف کرده و آنها را در ردهی تشعشعات غیر عمدی گذاشته است، چنین محـدودیت تـوانی بـه سیسـتم هـای
UWB اجازه می دهد که زیر سطح نویز یک گیرنده ی باند باریک نوعی قرار گیرند و سـیگنال UWB را قادر می سازد که با سرویس های رادیویی کنونی بدون تداخل و یا با تداخل حداقل همزیستی داشته باشد.
شکل 6-1 سطح توان مجاز تکنولوژیهای مختلف روی طیف فرکانسیRF را نشان میدهد .[2]
9

شکل 6-1 همزیستی سیگنالهای فراپهن باند با سیگنالهای باند باریک و باند پهن در طیف فرکانسی RF
2-4-1 ظرفیت بالای کانال
ظرفیت کانال یا میزان تغییرات داده ها، به صورت مینیمم میزان داده هایی که مـی تواننـد در هـر ثانیه روی یک کانال مخابراتی انتقال یابند تعریف می شود. فرمول هارتلی-شنون)1رابطـهی (3-1 ظرفیـت بالای کانال برای سیستم UWB را نشان میدهد .[2]
رابطهی 3-1 1 log C بیشترین ظرفیت کانال می باشد و به صورت خطی با پهنای باند (B) افـزایش مـی یابـد. پـس داشتن چندین گیگا هرتز پهنای باند برای سیگنال های UWB، نرخ انتقال داده ها در حد چند گیگا بیت بر ثانیه می تواند مورد انتظار باشد. در نتیجه ی محدودیت توان اعمال شـده از طـرف FCC بـرای انتقـال داده های UWB، این نرخ بالای انتقال داده فقط در فواصل کوتاه (تا 10 متر) در دسـترس اسـت، و ایـن باعث می شود سیستم های UWB کاندید مناسبی برای کاربردهای بی سـیم فواصـل کوتـاه و نـرخ بـالای اطلاعات مانند شبکه های WPAN باشند.
3-4-1 توانایی کار با SNR پایین
فرمول هارتلی-شنون برای ظرفیت حداکثر همچنین نشان میدهد که ظرفیت کانـال بـه صـورت لگاریتمی به SNR وابسته است، پس سیستم های مخابراتی UWB قابلیت کار در کانال هـای مخـابراتی خشن با SNR پایین را دارند و هنوز ظرفیت کانال بالایی در نتیجه پهنای باند بزرگ خود ارایه میدهند.
4-4-1 احتمال تشخیص و آشکارسازی کم
به دلیل میانگین توان انتقال پایین سیستم های UWB، این سیستم ها مصونیت ذاتی نسبت بـه تشخیص دارند. پالس های UWB در زمان با کدهای منحصر به فرد بـرای هـر جفـت فرسـتنده-گیرنـده

1 Hartley-Shannon
10
مدوله شدهاند. زمان مدولاسـیون پـالس هـای خیلـی باریـک بـه امنیـت انتقـال UWB مـی افزایـد زیـرا آشکارسازی پالسهای پیکو ثانیهای بدون دانستن اینکه چه زمانی میرسند غیر ممکن است.
5-4-1 مقاومت در برابر مسدود شدن
برخلاف طیف فرکانسی باند باریک شناخته شده، طیـف UWB رنـج وسـیعی از فرکـانس هـا از نزدیک DC تا چند گیگا هرتز را پوشش می دهد و بهره ی پردازش بالا برای سـیگنال هـای UWB ارایـه می کند. بهره ی پردازش (PG) یک معیار مقاومت سیستم ها در برابـر مسـدود شـدهگـی اسـت و توسـط رابطهی 4-1 تعریف میشود.
رابطهی 4-1

6-4-1 کارایی بالا در کانالهای چند مسیره
پدیده ی چند مسیره در کانال های مخابرات بی سیم اجتناب ناپذیر است و به علـت انعکـاس هـای چندگانه ی سیگنال انتقالی از سطوح متفاوت مانند ساختمان ها، درخـت هـا و غیـره روی مـی دهـد. خـط مستقیم بین فرستنده و گیرنده LOS و سیگنال های انعکاسی از سطوح NLOS هسـتند (شـکل (7-1،
اثر چند مسیره بر روی سیگنال های باند باریک نسبتاً شدید است که باعث تخریب سـیگنال تـا 40dB بـه خاطر ناهمفازی شکل موج های LOS و NLOS می شود. اما پالس های UWB خیلی کوتاه مدت کمتـر به اثر چند مسیره حساسند زیرا طول پالس های UWB کمتر از نانو ثانیه است و سیگنال بازتابی شـانس خیلی کمی برای برخورد با سیگنال LOS و تخریب آن دارد .[2]

شکل (a) 7-1 پدیدهی چند مسیره در انتقال بیسیم (b) اثر پدیدهی چند مسیره بر سیگنالهای باند باریک (c) اثر
پدیدهی چند مسیره بر سیگنالهای باند فرا پهن
11
5-1 چالشهای تکنولوژی فراپهن باند UWB
1-5-1 انحراف شکل پالس
پالس های UWB ضعیف و کم توان با انتقال می تواننـد بـه طـور قابـل تـوجهی تخریـب شـوند، میتوانیم این مطلب را با فرمول انتقال فریس1 (رابطهی (5-1 نشان دهیم.
رابطهی P PG G 4πdf5-1

که Pt و Pr به ترتیب توان های ارسالی و دریافتی، Gt و Gr به ترتیب بهرهی آنتنهای فرستنده و گیرنده، C سرعت نور و f فرکانس است. ملاحظه می شود که تـوان سـیگنال دریـافتی بـا مربـع فرکـانس کاهش می یابد. در سیستم های باند باریک که تغییر در فرکانس کم است، تغییـرات تـوان دریـافتی قابـل صرفه نظر است. اما به دلیل طیف فرکانسی وسیع سیستم های UWB تغییرات توان شدید بـوده و شـکل پالس را خراب می کند، که این امر کارایی گیرنده های UWB، که با پالس های دریافتی بـا یـک قالـب از پیش تعریف شده مثل فیلترهای تطبیق کلاسیک همبستگی دارد را محدود میکند.
2-5-1 تخمین کانال
تخمین کانال یک مبحث اساسی برای طراحی سیستم های مخابرات بی سیم اسـت. انـدازه گیـری همه ی مشخصات کانال مانند تضعیف و تاخیر مسیر انتشار، در میدان غیر ممکن است. اکثر گیرنـده هـای
UWB سیگنال دریافتی را با یک قالب سیگنال از پیش تعریف شده مرتبط میکننـد. اطلاعـات قبلـی از پارامترهای کانال بی سیم برای پیشگویی شکل قالب سیگنال، که سیگنال دریافتی را تطبیق میدهـد لازم است. به هرحال به خاطر پهنای باند زیاد و کاهش انرژی سیگنال، پالس های UWB دسـتخوش اعوجـاج شده، پس تخمین کانال در سیستمهای مخابرات UWB پیچیده است .[2]
3-5-1 تطبیق2 فرکانس بالا
انطباق زمانی یکی از چالش های اساسی در سیستم های مخابرات UWB است. نمونـه بـرداری و انطباق پالس های نانو ثانیه ای یک محدودیت اساسی در طراحی سیستم های UWB اسـت. بـرای نمونـه برداری این پالسهای باریک ADC(Analog-to-Digital converter) خیلـی سـریع در حـد گیگـا هرتز لازم است، به علاوه محدودیت های توان شدید و طول پالس کوتاه کارایی سیستم های UWB را بـه شدت به خطاهای زمانی حساس میکند.

1 Friis 2 Synchronization
12
4-5-1 تداخل دستیابی چندگانه1
در سیستم مخابره ی چند کـاربره یـا دسـتیابی چندگانـه، چنـدین کـاربر اطلاعـات را مسـتقل و همزمان روی یک خط واسط انتقال اشتراکی (مثل هوا در مخابرات بی سیم) می فرستند. در انتهـا یـک یـا چند گیرنده بایستی قادر به جداکردن و آشکارسازی اطلاعـات کاربرهـا از هـم باشـند. تـداخلات از سـایر کاربران با کاربر مورد علاقه تداخل دستیابی چندگانه (MAI) نامیده می شـود کـه یـک فـاکتور محـدود کننده ی ظرفیت کانال و کارایی گیرنده است، به علاوه MAI به همراه نویز غیر قابل پیشـگیری کانـال و تداخل باند باریک می تواند به طور موثری پالسهای کم توان UWB را تنزل دهد و مراحل آشکار سـازی را خیلی سخت کند.
UWB 6-1 در مقایسه با سایر استانداردهای IEEE
شکل 8-1 مقایسه ای بین مخابرات فراپهن باند و باند باریـک در حـوزه هـای زمـان و فرکـانس را نشان می دهد. همان طور که ملاحظه می شود سیستم های UWB مبتنی بر مدولاسیون پالسـی در زمـان دارای پالس های بسیار باریک می باشـد کـه در حـوزه ی فرکـانس، بانـد فرکانسـی 3-10GHz را اشـغال می کنند در حالیکه سیستم های باند باریک که در زمان دارای شکل موج پیوسته مـی باشـند در حـوزه ی فرکانس، باند فرکانسی بسیار کوچکتری را به خود اختصاص میدهند.

شکل 8-1 رفتار حوزههای زمان و فرکانس سیگنالهای UWB (a) و (b) باند باریک
در جدول 1-1 مقایسه ای بین مخابرات UWB و سایر اسـتانداردهای IEEE از نظـر بیشـترین نرخ داده ها، فاصله ی عملکرد و فرکانس کاری را نشان می دهد. می توان دید که UWB بـه دلیـل پهنـای

1 Multiple-Access Interference
13
باند وسیعی که دارد قابلیت انتقال نرخ بالایی از اطلاعات را در هر ثانیه در مقایسه با سـایر اسـتانداردهای
این جدول دارا میباشد.
جدول 1-1 قابلیت UWB در مقایسه با سایر استانداردهای [2] IEEE
استاندارد IEEE WLAN Bluetooth WPAN UWB
802.11a 802.11b 802.11g 802.15.1 802.15.3 802.15.3a
فرکانس کاری 5GHz 2.4GHz 2.4GHz 2.4GHz 2.4GHz 3.1-10.6GHz
بیشترین نرخ داده 54Mbps 11Mbps 54Mbps 1Mbps 55Mbps >100Mbps
حداکثر فاصله 100m 100m 100m 10m 10m 10m
به دلیل پهنای باند وسیع سیستم فراپهن باند، گیرنده های این سیسـتم بایسـتی قابلیـت کـار در محیط های پر تداخل را دارا باشند. در یک محیط کار معمولی سیستم های بی سیم مختلفی در حـال کـار هستند. گیرنده ی فراپهن باند همواره در معرض تـداخل و مسـدود شـده گـی توسـط سـایر سیسـتمهـای مخابراتی بی سیم که در باند فرکانسی 3-10GHz و یـا نزدیـک بـه آن قـرار دارنـد ماننـد Bluetooth، WLAN و غیره همانطور که در شکل 9-1 ملاحظه میشود قرار دارد.

شکل 9-1 طیف فرکانسی UWB به همراه سیستمهای تداخلی داخل و خارج باند
14
7-1 تفاوت بین UWB و طیف گسترده1
تعداد زیادی از افراد، مخابرات UWB را بـا تکنیـک هـای طیـف گسـترده ی پهـن بانـد اشـتباه می گیرند، هرچند هر دو خاستگاه مخابرات امن نظامی دارند لازم است تا یک تفاوت اساسـی میـان آن دو را روشن کنیم. برای این منظور لازم است تا دو روش متداول تکنیک طیف گسترده را معرفی کنیم.
1-7-1 رشتهی پیوستهی طیف گسترده(DSSS) 2
در DSSS یک کد شبه تصادفی برای گسترده کردن هر بیت از اطلاعـات بـا اسـتفاده از تعـداد زیادی از بیت ها که به مراتب کوچکتر از بیت اصـلی هسـتند اسـتفاده مـی شـود ایـن کـدها پهنـای بانـد اطلاعات را به پهنای باند بزرگتری گسترش میدهند.
2-7-1 جهش فرکانسی طیف گسترده(FHSS) 3

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

تکنیک FHSS در مفهوم شبیه DSSS است ولی در این روش گسترده کردن انـرژی سـیگنال در حوزهی فرکانس صورت میگیرد و مزایایی از مخابرات پهن باند را ارایه میدهد. به هر حال پهنای بانـد زیاد نتیجهی گسترده کردن اطلاعات مانند تکنیک DSSS نیست.
3-7-1 تفاوتهای اساسی بین UWB و طیف گسترده
هر دو تکنیک DSSS و FHSS منجر به وسیع شدن طیف فرکانس میگردند و مزایایی نسـبت به مخابرات باند باریک مانند چگالی طیف توان کمتر، ناهمپوشانی، تنوع فرکانسی بـرای کـارایی بهتـر در کانال های چند مسیره و مقاومت در برابر مسدود شده گی عمـدی و غیـر عمـدی دارنـد. امـا تفـاوت بـین
UWB و طیف گسترده چیست؟ هرچند هر دو تکنیک UWB و طیف گسترده همان مزایـای گسـترده کردن پهنای باند را دارند، روش دستیابی به پهنای باند بزرگ تفاوت اصلی بین این دو تکنیک است.
در تکنیک های متداول طیف گسترده سیگنال ها موج های سینوسی پیوسته اند که بایک فرکـانس حامل ثابت مدوله شده اند. در مخابرات UWB فرکانس حاملی وجـود نـدارد، پـالس هـای UWB کوتـاه مستقیماً پهنای باند گسترده تولید می کنند. فاکتور اختصاصی دیگر در UWB پهنای باند خیلـی بـزرگ است. در حالیکه تکنیک های طیف گسترده پهنای باند مگاهرتزی عرضه می کنند، UWB چندین گیگـا هرتز پهنای باند دارد. شکل 10-1سیگنال های باند باریک، پهن بانـد و UWB را در حـوزه هـای زمـان و فرکانس نشان میدهد .[2]

1 Spread Spectrum 2 Direct-Sequence Spread Spectrum 3 Frequency-Hopping Spread Spectrum
15

شکل 10-1 سیگنالهای (a) باند باریک، (b) طیف گسترده و (c) فراپهن باند در حوزههای زمان و فرکانس
8-1 روشهای پیاده سازی سیستم فراپهن باند
در حال حاضر دو روش برای پیاده سازی سیستم های فراپهن باند در باندهای اختصاص داده شده توسط FCC وجود دارد که در ادامه پس از معرفـی آنهـا بـه بررسـی نحـوهی بـه کـار گیـری آنهـا در سیستمهای فراپهن باند میپردازیم.
1-8-1 سیستم (Code Division Multiple Access) CDMA
در روش های قبلی مانند FDMA باند فرکانسی موجود به تعداد زیادی کانال تقسیم و هر کـدام به یک کاربر اختصاص می یافت. در روش TDMA همان مقدار باند فرکانسی برای هر کـاربر وجـود دارد ولی در زمان های متفاوت TDMA به تناوب یکی از فرستنده-گیرنـده هـا را بـه مـدت TSL ثانیـه فعـال می کند. کل پریود شامل تمام مقطع های زمانی را قاب (فریم) TF میگویند. در هر TF ثانیه هر کـاربر بـه اندازهی TSL ثانیه به کانال دسترسی دارد. شکل 11-1 این مطلب را نشان میدهد.

شکل 11-1 روش دسترسی TDMA
16
ولی در روش CDMA که برای استفاده ی بهینه تر از باند فرکانسی به کار می رود، سیگنال ها هم می توانند در فرکانس و هم در زمان با هم همپوشانی داشته باشند ولی با استفاده از پیـام هـای متعامـد از تداخل جلوگیری می شود. در شروع ارتباط به هر زوج فرستنده- گیرنـده یـک کـد معـین اختصـاص داده می شود و هر بیت اطلاعات باند پایه قبل از مدولاسیون با آن کد تغییر می کند (شـکل .(12-1 عمـل کـد کردن پهنای باند طیف داده را به اندازه ی تعداد پالس های موجود در کد افزایش می دهد ولی از آنجـا کـه
CDMA امکان می دهد طیف گسترده کاربران روی یک باند فرکانسی بیفتنـد، پـس CDMA ظرفیـت بالقوهی بیشتری نسبت به دو روش قبل دارد.

شکل 12-1 عملیات کد کردن در [5] DS-CDMA1
شکل 13-1 شیوه ی استفاده از باند فرکانسی UWB را توسط سیستم DS-CDMA که یکـی از پرکاربردترین انواع CDMA می باشد و بر مبنای انتشار سیگنال ها از- به کاربران مختلف بـا کـدهـای متفاوت می باشد را نشان می دهد. همان طور که ملاحظه می شود از دو باند فرکانسی بالا و پـایین اسـتفاده می کند. باند پایین از 3/1GHz تا 5/15GHz را می پوشاند و باند بـالا از 5/825GHz تـا 10/6GHz را در برمی گیرد. به دلیل تداخل با سیسـتم 802.11a از فاصـله ی فرکانسـی 5/15GHz تـا 5/825GHz
استفاده نمیشود.

شکل 13-1 نحوهی استفاده از پهنای باند در سیستم DS-CDMA

1 Direct -Sequence Code Division Multiple Access
17
2-8-1 سیستم (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) OFDM
در سیستمهای چند حاملی قدیمی، پهنای باند به N زیر کانـال نـاهم پوشـان تقسـیم مـیشـد و اطلاعات باند پایه روی هر حامل مدوله می گردید. فاصله ی فرکانسی بین حامل ها کـه بـرای جلـوگیری از تداخل در نظر گرفته می شود سبب از بین رفتن مقداری از پهنای بانـد مـی شـود. در OFDM اطلاعـات ارسالی به تعدادی زیر باند تقسیم شده و پس از محاسبهی عکس تبدیل فوریه اطلاعات روی مجموعـه ای از زیر حامل ها ارسال می گردد و از آنجایی که این حامل ها بر هم عمودند به فاصله ی فرکانسی کمـی نیـاز دارند. خرد کردن سیگنال در زیر باندها مقاومت سیستم در برابر محو سیگنال و از بین رفتن اطلاعـات را افزایش میدهد. در گیرنده با تبدیل فوریه بیتهای هر زیر باند استخراج میگردد.
سیسـتم MB-OFDM1 کـل بانـد فرکانسـی UWB را بـه 4 گـروه و 14 بخـش 528MHz
تقسیم میکند .[6] شکل 14-1 این تقسیم بندی فرکانسی را نشان میدهد.

شکل 14-1 گروه بندی طیف فرکانسی MB-OFDM
همان طور که در شکل 15-1مشاهده می شود هر باند 528MHz از 128 زیر حامل بـا فاصـله ی فرکانسی 4/125MHz تشکیل میشود.

شکل 15-1 طیف فرکانسی [7] MB-OFDM

1 Multiband OFDM
18
.2 فصل دوم: مخلوطکنندههای فرکانسی
Mixer
19
1-2 تاریخچه
مبدع مخلوط کنندهی فرکانسـی (Frequency Mixer) دانشـمند بـزرگ مخـابرات رادیـویی ادوین آرمسترانگ1 میباشد. قبل از او تلاشهایی برای انتقال مستقیم فرکانس به باند پایه2 صورت گرفتـه بود، اما چون نوسان کنندههای محلی از پایداری (Stability) کافی برخوردار نبودند موفقیت چندانی در برنداشت. ایدهی آرمسـترانگ در اسـتفاده از فرکـانس واسـطه( IF) 3 کـه منجـر بـه طـرح گیرنـده هـای سوپرهترودین شکل 1-2 گردید امروزه در بسیاری از گیرندههای رادیویی مورد استفاده است.

شکل 1- 2 ساختار گیرنده سوپر هترودین
آرمسترانگ با استفاده از واسطهی لامپ خلاء (Vacuum Tube) مخلوطکنندهای سـاخت کـه فرکانس رادیویی RF را به یک فرکانس واسطه IF انتقال مـی داد در ایـن فرکـانس واسـطه، سـیگنال بـا کیفیت خوب، بهرهی زیاد و نویز کم، تقویت شده و در نهایت دمودله میگردید.
تا قبل از سال 1940 کارهای تئوری اندکی بر روی میکسـرها (کـه تـا آن زمـان از نـوع دیـودی بودند) انجام گرفته بود. دیودهای به کار رفته در این میکسرها از کیفیت و دقت پـایینی برخـوردار بودنـد.
در مدت کمتر از ده سال پیشرفت های زیادی در طراحی میکسرها و افزایش کیفیت دیودهـای مـایکروویو انجام گرفته به طوریکه افت تبدیل4 در میکسرهای مایکروویو از 20dB در 1940 بـه 10dB در 1945 بهبود یافت و در 1950 به حول و حوش 6dB رسید. امروزه با پیشرفت هایی که در ایـن زمینـه صـورت گرفته علاوه بر بهبود در افت تبدیل میتوان از بهرهی تبدیل5 میکسرها بهرهمند شد .[8]
امروزه بهکار بردن میکسرهای فرکانس بالا در سیسـتمهـای ارتباطـاتی بـدون سـیم، از اهمیـت خاصی برخورداراست. طراحی، ساخت و اندازهگیری مشخصات میکسرهای فرکانس بالا، باند مـایکروویو و باند میلیمتری، جزء تجربه های جدید مدارات مایکروویو بهشمار میآید.

1 Major Edwin Armstrong 2 Base Band 3 Intermediate Frequency 4 Conversion Loss 5 Conversion Gain
20
2-2 انواع میکسر
میکسرهای مایکروویو غیرفعال1 به طور معمول با دیودهای شاتکی صورت می پـذیرد. اسـتفاده از عناصر فعال نظیر ترانزیستورهای اثر میدانی برای ساخت میکسرها می توانـد سـبب بهبـود افـت تبـدیل و حتی ایجاد بهره ی تبدیل گردد. چنین میکسرهایی در مقایسه بـا میکسـرهای غیرفعـال سـاخته شـده بـا دیودهای شاتکی دارای معایبی نیز می باشند از جمله: احتمال ناپایداری و پیچیدگی مـدار میکسـر اشـاره کرد. چنانچه از ناحیه ی مقاومتی ترانزیستور اثر میدانی برای ساخت میکسر استفاده شود علاوه بر اینکـه مدارهای بایاس ساده تر شده احتمال ناپایداری نیز بسیار کاهش می یابد، از طرف دیگر به علت اسـتفاده از خاصیت غیرخطی ضعیف مقاومت کانال ترانزیستور، چنـین میکسـرهایی از مولفـه هـای اینترمدولاسـیون ضعیف توان اشباع 1dB بالا و درنتیجه محدودهی دینامیکی وسیعی برخوردار میباشند .[9]
میکسر، در واقع یک مبدل فرکانس است که در مدارات مخابراتی وظیفهی تبدیل (و یا ترکیـب)
سیگنال از یک فرکانس به فرکانس (های) دیگر را به عهده دارد. اهمیت ایـن عملکـرد در تهیـه و تـامین فرکانسهای کاری مناسب با پایداری و نویز مطلوب است. بنابراین باید تلف تبدیل کم و سطح نویز پایین سیگنال تولید شده را از مشخصات مطلوب و مورد نظر در طراحی دانست (هرچند تحقق همزمان ایـن دو مهم در طراحی و ساخت میکسر عملاً کار چندان سادهای نمی باشد.) میکسر را می توان یک مـدار سـه دهانه شامل دهانهی پمپ2 و یا همـان نوسـان کننـدهی محلـی (LO)، دهانـهی سـیگنال ورودی RF و
دهانهی سیگنال IF دانست. (شکل (2-2

شکل 2- 2 میکسر به عنوان یک عنصر سه دهانه
عمل ترکیب سیگنالها را عنصر غیر خطی (مانند دیود ویا ترانزیستور) انجام میدهد. بر همـین اساس میکسرها به دوگروه میکسرهای غیرفعال و فعال تقسیم مـیشـوند. تفـاوت مشخصـات میکسـرها بهطور عمده وابسته به عملکرد عنصر غیرخطی آنهاست. وظیفـه سـیگنال LO کـه معمـولاًدارای تـوان بالاتری نسبت به سیگنال RF است راهاندازی3 عنصر غیرخطی مدار میکسر است تا عملکـرد متغییـر بـا

1 Pasive 2 Pump 3 Driving
21
زمان میکسر را تامین کند. فرکانس سیگنال خروجی IF ترکیبی از هارمونیکهـای سـیگنالهـای RF و LO است که میتوان آنرا بهصورت mfRF+nfLO=fIF نوشت که m و n اعداد صحیح هستند.
1-2-2 میکسرهای غیر فعال
میکسرهای پسیو ساده ترین، شناخته شده ترین و اولین مدارات میکسر هستند. یک ترانسفورماتور و دو دیود، ساده ترین میکسرهای غیر فعال را تشکیل می دهند. ایـن نـوع از میکسـرها دارای ایزولاسـیون خوب بین LO و RF و نیز بین LO و IF می باشند اما سیگنال RF را مستقیماً به خروجی IF می برند. چون سوییچ می تواند با یک MOSFET ساده تحقق یابد میکسر غیر فعال می تواند با مـدارات CMOS
اجرا شود. (شکل ( 3- 2

شکل 3-2 میکسر غیرفعال با تعادل دوگانه1 با CMOS
با توجه به دامنهی مثبت و منفی LO سیگنال RF از مسیرهای مختلف بـه پـورت خروجـی IF
می رسد. با تولید سیگنال مخلوط شده ی IF هارمونیک های دیگری نیز در خروجی ظاهر می شوند. در یک طراحی متعادل تمامی هارمونیکهای زوج حذف میشوند.
بهرهی تبدیل
به صورت توان یا ولتاژ خروجی IF تقسیم بر توان یا ولتاژ ورودی RF تعریف میشود.
رابطهی ,1-2یا , AP

,,
خروجی این میکسر پایین آورندهی غیرفعال میتواند توسط رابطهی 2-2 بهدست آید.

1 Double Balanced
22
رابطهی 2-2 . . . رابطهی 3-2

که در روابط بالا gT(t) رسانایی معادل تونن متغییر با زمان دیده شده از سر خروجـی IF ، m(t)
تابع میکس (رابطهی (3-2 و TLO دوره تناوب سیگنال LO است .[10]
در این میکسر درایو بزرگ LO لازم است تـا ترانزیسـتورهای پسـیو بتواننـد متناوبـاً خـاموش و روشن شوند. توان DC بالایی مصرف می کند که این توان در خود میکسر مصرف نمیشـود ولـی مـدارات درایو LO مقدار زیادی توان برای فراهم کردن سویینگ کافی LO مصرف میکنند.
نویز:
چون قبل از میکسر LNA قرار دارد پس عدد نویز (NF) مـورد نیـاز میکسـر خیلـی بیشـتر از
LNA است زیرا عدد نویز LNA با NF کل مستقیماً جمع میشود ولی NF میکسر بـر بهـرهی LNA
تقسیم میشود. (رابطهی ( 4- 2
رابطهی 4-2 1 NFM 1 NFLNA 1 ALNA در یک قطعهی غیر فعال NF به افت توان نزدیک است.
خطی بودن:
خطی بودن یکی از مشخصات اصلی میکسر پایین آورنده است، سیگنال اصـلی و تـداخل هـردو قبل از ورود به میکسر توسط LNA تقویت می شوند. خیلی از تداخل ها بیش از اندازه به سـیگنال اصـلی نزدیک هستند که توسط فیلتر داخل چیپ فیلتر شوند و این تداخل ها می توانند خیلی قوی تر از سـیگنال مطلوب باشند، بنابراین میکسر به خطی بودن خیلی بیشتری از LNA نیاز دارد. همانطور که در رابطهی
5-2 دیده می شود اعوجاج سهیم شده توسط میکسر به انـدازه ی بهـره ی LNA از اعوجـاج سـهیم شـده توسط LNA بزرگتر است.
رابطهی 5-2 ALNA 1 1 IIP3M IIP3LNA IIP3 اگر سوئیچ های میکسر ایده آل باشند هیچ اعوجاجی توسط میکسر تولید نمی شود. به هر حال بـه خاطر مقاومت سوئیچ ها که نه تنها به ولتاژ درایو LO بلکه به ولتاژ ورودی نیز وابستهاند، سـیگنال توسـط سوئیچها دچار اعوجاج میشود.
23
2-2-2 میکسر گیلبرت
این میکسر به جای تبدیل سیگنال RF به ولتاژ، سیگنال RF را به جریان تبدیل می کنـد. یـک ترانزیستور وظیفه ی تبدیل سیگنال RF را به جریان را به عهـده دارد و سـپس یـک جفـت دیفرانسـیلی جریان را به خروجی های IF متمم در هر دوره ی تناوب LO تبدیل مـی کنـد. در ایـن میکسـر چـون بـه سوئینگ بزرگ بین گیت های جفت دیفرانسیلی برای تبدیل جریـان نیـاز نیسـت درایـو LO مـورد نیـاز کاهش قابل ملاحظهای مییابد.
میکسـر گیلبـرت سـاده (شـکل (4-2 نسـبت بـه میکسـر غیـر فعـال ایزولاسـیون بهتـری بـین سیگنال های RF و LO دارد، زیرا هیچ مسیر مستقیمی بین RF و LO وجود ندارد، اما هنوز نشت LO
به پورت IF از طریق خازنهای پارازیتی بین گیت و درین سوئیچها هست.

شکل 4-2 میکسر گیلبرت ساده
شکل 5-2 یک میکسر با تعادل دوگانه در تکنولوژی CMOS را نشان می دهـد. ایـن میکسـر از سه بخش زیر تشکیل شده است:
مبدل ولتاژ به جریان (ترارسانا)
ترانزیستورهای ضرب کننده (سوئیچها)
مبدل جریان به ولتاژ (بار)
این میکسر مشکل فوق را با اتصال سیگنال هـای LO دیفرانسـیلی بـه همـان خروجـی IF حـل کرده است، هر طرف خروجی IF به دو سوئیچ با سیگنالهای LO با 180˚ اختلاف فاز متصل اسـت پـس
24
نشت LO از دو سوئیچ یکدیگر را خنثی می کنند پس تنها میکس سیگنال هـای RF و LO در خروجـی
IF ظاهر میشود.

شکل 5-2 میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه
بهرهی تبدیل:
بهره ی تبدیل میکسر گیلبرت شامل سه جزء )Asw (2 gm,rf (1بهره یا افـت سـوئیچ هـا) RO (3
(امپدانس خروجی)
رابطهی 6-2 , که در رابطهی Asw 6-2 تـابع شـیب و دامنـهی ولتـاژ درایـو LO و ولتـاژ over drive جفـت
سوئیچ هاست . (Vod,sw ) اگر سیگنال LO موج مربعی باشد و دامنهی آن بیشـتر از Vod,sw باشـد، آنگـاه -3.9dB یا Asw=2/π است، اگر سیگنال LO سینوسی باشد و دامنه ی آن به اندازه ی کـافی بزرگتـر از
Vod,sw باشد آنگاه Asw نزدیک به مقدار آن در مورد موج مربعی اسـت. شـکل 6-2 بهـره ی سـوئیچینگ میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه ی نوعی را نمایش می دهد. Asw تابع دامنه ی ولتاژ LO اسـت وقتـی کـه دامنهی ولتاژ LO کوچکتر از ولتاژ over drive است، و مقدار ثابتی کمـی کـوچکتر از 2/π (بـه خـاطر افت پارازیتیک) دارد وقتی که دامنهی ولتاژ LO به اندازهی کافی بزرگ است.
25

شکل 6- 2 منحنی بهرهی سوئیچ میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه
ولتـاژ over drive ترانزیسـتورهای سـوئیچ بـه جریـان دریـن ترانزیسـتور ورودی RF و ابعـاد ترانزیستورهای سوئیچ وابسته است. Vod,sw می تواند با رابطه ی I-V یک قطعه ی کانال بلند تخمـین زده شود. (رابطهی (7-2
,

رابطهی ,7-2

وقتی کانال ترانزیستورهای سوئیچ به اندازه ی کـافی کوتـاه باشـد معادلـه ی کانـال کوتـاه اعمـال میگردد. (رابطهی (8-2
2 1 2 V , ,
رابطهی 8-2 ρ ρ که در رابطهی 8-2، ρ0 برابر است با:
ρ V ,

به هر حال درایو LO بزرگ می تواند بهره ی سوئیچ Asw بزرگتری فراهم کند. درایو LO خیلـی بزرگ بهره ی تبدیل را کاهش میدهد. هارمونیک بزرگ LO میتوانـد ولتـاژ دریـن ترانزیسـتور ورودی را کاهش دهد و نهایتاً به ناحیهی ترایود هدایت کند.
به جای افزایش درایو LO، کاهش ولتاژ over drive جفت دیفرانسیلی میتواند بهرهی تبـدیل را افزایش دهد. برای این منظور از یک منبع جریان DC که به سورس مشـترک ترانزیسـتورهای سـوئیچ وصل می شود تا بخشی از جریان DC از درین ترانزیستور ورودی را بکشد، استفاده مـی شـود و درنتیجـه
26
ولتاژ over drive کاهش مییابد. تکنیک تزریق جریـان DC در شـکل 7-2 بـا دوایـری بـه دور منـابع جریان مشخص شده است .[10]

شکل 7-2 میکسر گیلبرت با تعادل دوگانه با تکنیک ربودن جریان DC
نویز:
سه منبع اساسی نویز در میکسر پایین آورنده داریم: (1 نویز تولید شده در ترانزیستور ورودی RF
(2 نویز سوئیچینگ
(3 نویز بارهای خروجی
نویز ترانزیستور ورودی RF شامل دو بخش است: (1 نویز گرمایی درین
رابطهی 9-2 , 8 , i و (2 نویز القایی گیت که تا حدودی به نویز گرمایی درین وابسته است. kTg 3 رابطهی 10-2 4 i , جفت دیفرانسیلی جریان RF را بین دو ترانزیستور با فرکانس LO سوئیچ می کنـد، کـه نـویز را نیز در مسیر سیگنال شرکت می دهد. یکی از سـهم هـای نـویز از افـت سـوئیچ هـا و دیگـری از نـویز روی سیگنال های LO است. نویز در گیت جفت دیفرانسیلی شامل نویز فاز و نویز حرارتـی روی سـیگنالهـای LO و نویز القایی گیت است. وقتی دامنهی LO خیلی بزرگتر از ولتاژ over drive جفـت دیفرانسـیلی باشد ( به این مفهوم که فاصله ای که هر دو ترانزیستور جفت دیفرانسیلی روشنند خیلی کـوچکتر از دوره تناوب LO باشد) هر دو نویز حرارتی LO و نویز القایی گیت شدت خیلی کمتری از نویز فاز LO دارند.
27
خطی بودن
خطی بودن میکسر گیلبرت با gm ترانزیستورهای ورودی RF محدود می شـود. یکـی از راه هـای افزایش خطی بودن میکسر گیلبرت بدون کاهش بهره ی تبدیل آن، افزایش جریان دریـن ترانزیسـتورهای ورودی RF و سپس ربودن جریان DC غیر ضروری از مسیر سیگنال است. (شکل (7-2
ادوات سوئیچ کننده خیلی در اعوجاج خروجی شرکت نمی کنند. میکسر گیلبرت بـه جـای ولتـاژ جریان را سوئیچ میکند، هنگامیکه ولتاژ درایو LO خیلـی بزرگتـر از ولتـاژ over drive باشـد، جفـت دیفرانسیلی جریان را به طور کامل سوئیچ میکند و در نتیجـه بهـرهی تبـدیل روی جریـان ورودی ثابـت است. به هر حال با چنین هدایت ناگهانی جریان، سیگنالهای RF با هارمونیکهای مراتب بلاتـر LO در خروجی میکسر تولید میشوند. فرکانسهای سیگنال خروجی میتواند توسط رابطهی 11-2 بیان گردد.
رابطهی 11-2 : , | | یک فیلتر پایین گذر بعد از میکسـر فرکـانس هـای تولیـد شـده ی بـالاتر از ǀfRF±fLOǀ را حـذف می کند. در یک میکسر گیلبرت با تعدل دوگانه همه ی هارمونیـک هـای زوج هـر دو سـیگنال RF و LO
حذف میشوند.
3-2 کاربرد میکسر
همانطور که گفته شد از میکسرها جهت انتقال فرکانس موج حامل به پایین یعنی از RF به IF
در گیرنده ها استفاده می شود، تا سیگنال حاصله با کیفیت خوب و نویز کم قابل پردازش و تقویـت باشـد.
در این انتقال فرکانسی هیچ تغییری در نوع مدولاسیون موج حامل ایجاد نمی شود، به ایـن معنـی کـه در دامنه، فاز یا انحراف فرکانس لحظه ای موج نباید تغییـری بـه وجـود آیـد. عـلاوه بـر ایـن از میکسـرها در فرستنده ها جهت انتقال فرکانس موج حامل به بالا یعنی از IF به RF استفاده می شـود. بـر ایـن اسـاس میکسرهایی که عمل انتقال فرکانس از بالا به پایین را انجام میدهند (پـایین برنـده(1 و میکسـرهایی کـه فرکانس پایین را به بالا انتقال میدهند (بالا برنده(2 نامیده میشوند.
غیر از پارامترهای تلف (و یا گین) و سطح نویز، حداکثر ایزولاسیون بین دهانههـا و فیلترکـردن مناسب برای انتخاب هارمونیک مـورد نظـر (از بـین هارمونیـکهـای تولیـد شـده) در خروجـی، حـذف سیگنالهای ناخواسته، حذف فرکانس تصویر و تطبیق امپدانسی دهانهها (بهویژه در میکسرهای فعال) از سایر مشخصاتی است که در طراحی میکسر مورد نظر است. نخستین گـام در طراحـی میکسـر، انتخـاب مناسب عنصر غیرخطی برای داشتن عملکرد مناسب در باند فرکانسی مورد نظر است.

1 Down Convert 2 Up Convert
28
بر همین اساس برای طراحی و ساخت میکسر در باند فرکانسی خـاص و بـا مشخصـات مطلـوب، ملاحظات تئوری و عملی زیادی باید در نظرگرفته شوند.
4-2 عملکرد میکسر
هرگاه یک سیگنال سینوسی به ورودی یک مدار خطی اعمال شـود شـکل مـوج خروجـی شـبیه شکل مـوج ورودی خواهـد بـود، ولـی اگـر سـیگنال سینوسـی بـه یـک مـدار غیـر خطـی اعمـال شـود هارمونیک های ورودی در خروجی ظاهر می شوند. حال اگر دو سیگنال بـا فرکـانس هـای f1,f2 بـه ورودی یک مدار غیر خطی اعمال شوند نه تنها هارمونیک های هریک از فرکانس های بلکه هارمونیک های دیگـری به شکل m) mf1+nf2وn اعداد صحیح هستند) در خروجی خواهیم داشت.
مشخصه ی یک مدار غیر خطی را با اسـتفاده از تـوان سـری بـه صـورت رابطـهی 12-2 در نظـر میگیریم:
رابطهی 12-2
با فرض ورودی V=V1+V2 خواهیم داشت:
رابطهی 13-2
از بسط رابطهی 13-2 میتوان نوشت:
رابطهی
14-2 3 3 2 در رابطـهی 14-2، V1m تولیـد کننـدهی فرکـانس mf1 و V2n تولیدکننـدهی فرکـانس nf2 و V1mV2n تولیدکنندهی فرکانسهای mf1+nf2 هستند. با توجـه بـه روابـط بـالا معلـوم اسـت کـه یـک مشخصهی غیرخطی میتواند فرکانس های خیلی زیادی تولید کند، که در تحلیل کلی دو دسـته فرکـانس خواهیم داشت، یکی از هارمونیکهای دو فرکانس اعمال شـده و دیگـری یـک دسـته مجمـوع و تفاضـل هارمونیکهای فرکانسهای اعمال شده است.
1-4-2 میکسر به عنوان یک ضرب کننده
به طور کلی میتوان یک میکسر را به عنوان یک ضربکننده در نظرگرفت. (شکل (8-2

شکل 8-2 میکسر به عنوان یک ضرب کننده [3]
29
در این شکل یک ضربکنندهی ایدهآل با دو ورودی RF و LO دیده میشود شامل یـک Tone
حامل در فرکانس ωRF و یک شکل موج مدوله شدهARF 1 میباشد، ورودی دیگری که بـه دهانـهی LO
اعمال میشود یک سینوسی خالص در فرکانس ωLO است.
با ضرب دو سیگنال سینوسی و تبدیل آن به مجموع دو سینوسی که یکی حاصل جمع و دیگری تفاضل دو فرکانس را میدهد، فرکانس مجموع را فیلتر کرده و فقط سیگنال تفاضـل بـاقی مـیمانـد کـه حاصل مخلوط کردن دو فرکانس میباشد، در واقع سیگنال خارج شده از فیلتر شکل موج ARF است کـه اکنون بر Tone حاصل دو فرکانس ωRF-ωLO سوار میباشد.
اگرچه ضربکنندهی ایدهآل دردسترس نیست اما هر عنصـر غیـر خطـی دارای خاصـیت ضـرب کنندهگی است. عملکرد عناصر غیرخطی از آن جهت با ضربکنندهی ایدهآل متفاوت است که این عناصر هارمونیکهای مختلف RF و LO و ترکیب آنها را تولید کرده و خروجیهایی با این هارمونیکها ایجـاد میکنند، حال اگر ورودی مدوله شده ی RF از ورودی غیر مدوله شدهی LO خیلی کوچکتـر باشـد کـه در عمل چنین نیز هست خروجی میکسر شامل ترم های فرکانسی زیر است:
ωn =ωRF+nωLO
پس در خروجی IF فرکانس ωRF به علاوه ی هارمونیکهای مختلف LO را خواهیم داشـت کـه خروجی دلخواه بهوسیلهی فیلتر در دسترس خواهد بود.
2-4-2 عملکرد میکسر به کمک یک سوئیچ
میکسر را میتوان به عنوان یک سوییچ نیز مطرح نمود که با فرکانس LO قطع و وصل میگردد.
شکل 9-2 یک میکسر با ساختار تکی2 را نشان میدهد که به صورت یک سوئیچ مدل شده است.
سیگنال IF حاصلضرب سیگنال RF در شکل موج سوئیچ شدهی S(t) میباشد. در برخی مـوارد ممکـن است شکل موج سوئیچ شده دارای زمان قطع و وصل% 50 3 نباشـد، بـه هرحـال همـهی هارمونیـکهـای فرکانس اصلی به علاوهی یک جـزء DC حاصـل مـیشـود. بنـابراین سـیگنال IF شـامل تعـداد زیـادی هارمونیکهای ناخواسته میباشد که با فیلتر کردن میتوان آنها را جدا ساخت.

1 Modulation Waveform 2 Single ended 3 Duty Cycle
30

شکل 9- 2 میکسر با ساختار تکی
شکل 10-2 نشان دهندهی نوع دیگری از ساختار میکسر است که به آن سـاختار متـوازن تکـی1 گفته میشود، که با استفاده از شکل موج دیگری برای S(t) مدل شدهاست.
در اینجا بهجای قطع و وصل سادهی سیگنال RF قطبهای مثبت و منفی سیگنال بـا فرکـانس سوئیچینگ LO عوض میشوند. مزیت اصلی این حالت حذف ترم DC در شکل موج S(t) اسـت (البتـه به شرط آنکه Duty Cycle، %50 داشته باشیم) و به تبع آن، دیگـر در طیـف خروجـی IF از فرکـانس
RF اثری نخواهد بود، در نتیجه یک ایزولاسیون ذاتی بین دریچههای RF و LO وجـود خواهـد داشـت
.[8]

شکل 10-2 میکسر با ساختار متوازن تکی

1 Single Balanced
31
.3 فصل سوم: بررسی میکسرهای توزیع شدهی
فراپهن باند
32
1-3 مقدمه
توپولوژی توزیع شده در ترکیب خطوط انتقال1 در ابتدا توسط گینزتون2 پیشنهاد شد.[11] به علـت عـدم پیشرفت تکنولوژی در طراحی و ساخت مدارت توزیع شده، اسـتفاده از ایـن مـدارات بـرای مـدت زیـادی متوقف شد. این مدارات دوباره در سال 1980 با پروسههای مختلفی شروع شد که از جمله آنها GsAs و
اخیراً تکنولوژی CMOS را میتوان نام برد. شروع دوباره به کارگیری مدارات توزیع شده اساساً ناشـی از قابلیت طراحی خطوط انتقال روی تراشه3 و سلفهای high-Q بود.
شکل 1-3 بلوک دیاگرام کلی شامل خطوط انتقال و طبقات بهره که روی خطوط انتقال توزیـع شـدهانـد، میباشد که هر طبقه میتواند یک ساختار مشخص میکسر در تکنولوژی دوقطبی4 باشـد. خطـوط انتقـال نیز میتوانند مطابق شکل (a)1-3 توسط موجبرهای هم محور یا مطابق شـکل (b) 1-3 توسـط مـدارات
LC تحقق یابند. در این شکل Ci خازنهای پارازیتی ورودی طبقه به اضـافهی همـه خـازنهـای خـارجی میباشد. همچنین Co خازنهای پارازیتی خروجی طبقات به اضافهی همه خازنهای خارجی میباشد.

شکل 1-3 بلوک دیاگرام مدار ترکیبی توزیع شده (a) موجبر هم محور واقعی (b) مدارات LC مصنوعی[11]
یکی از مشخصات بارز مدارات مجتمع این است که خطوط انتقـال روی تراشـه را بـرای افـزایش پهنای باند به کار میگیرند. در حوزهی فرکانس، خازنهای پارازیتی ترانزیستورها که در شـکل 1-3 دیـده می شود، جذب ثابتهای خطوط انتقال میشوند. بنابراین پهنای باند مدار توسـط فرکـانس قطـع خطـوط انتقال تعیین میشود.

1 Transmission Line 2 Ginzton 3 On chip 4 bipolar
33
نکتهی مهم در خصوص توپولوژی توزیع شده در مقایسه با سایر توپولوژیها، توان مصرفی بـالا و سطح اشغالی زیاد آنها است. توان مصرفی و سطح اشغالی با افزایش تعداد طبقات زیاد میشوند. بهتـرین راه، ایجاد مصالحه بین توان مصرفی و حاصلضرب بهره در پهنای باند یعنی 1GBW میباشد.
توان مصرفی مدارات توزیع شده با n طبقه، n برابر توان مصـرفی یـک مـدار یـک طبقـه اسـت.
مدرارت توزیع شده نسبت به مدارات فشرده مصـالحه ی بهتـری بـین تـوان مصـرفی و عـدد نـویز برقـرار میکنند.
2-3 مدارات توزیع شده
در ساختارهای توزیع شده که اخیراً استفاده از آنها در طراحی سیستمهای فـرا پهـن بانـد رشـد چشمگیری داشته است، معمولاً از چند سلول یکسان که بصورت موازی بین دو خط انتقال (بـا امپـدانس ذاتی معادل 50 اهم) ورودی و خروجی قرار گرفتهاند، استفاده می گردد. این خطوط انتقال مجازی کـه در شکل 2-3 ملاحظه می شوند، از مدل T معادل خط انتقال ناشی شده و اساساً دربرگیرندهی تعدادی سلف میباشند که در کنار خازنهای پارازیتیک ترانزیسـتور، تشـکیل خـط انتقـال بـا امپـدانس مـورد نظـر را میدهند .[12]

شکل 2-3 مدل خطوط انتقال مصنوعی
یکی از نکات مهم در استفاده از ساختار توزیع شده، در نظر گرفتن اختلاف فاز بین سیگنالهـای رسیده از هر کدام از سلولها با یکدیگر در خروجی میباشد. بدین معنی که اگر سـاختار توزیـع شـده بـا چهار سلول را به صورت شکل 3-3 در نظر بگیریم، آنگـاه مـثلاً سـیگنال ورودی A1 پـس از طـی مسـیر مشترک L1 به ورودی اولین سـلول رسـیده، سـپس بـا طـی مسـیرهای L4, L3, L2 و L5 بـه خروجـی میرسد. از طرف دیگر سیگنال A2 از مسیر دیگر بـا طـی مسـیر L1 وL2 بـه ورودی سـلول 2 رسـیده و سپس با طی مسیرهای L3 ، L4 و L5 به خروجی میرسد که این مساله به همین نحو برای سایر سلولها نیز ادامه دارد. با توجه به این که سلولها کاملاً یکسان میباشند، بنـابراین بایـد اخـتلاف فـاز طـی شـده

1 gain-bandwidth
34
توسط سیگنال عبوری از هر یک سلولها از ورودی تا خروجی تا حد ممکن یکسان باشد که در غیـر ایـن صورت باعث تاثیر منفی سیگنالهای سلولها بر یکدیگر و کاهش بازدهی از مقدار ایدهآل میشود. به این منظور باید مقادیر سلف های موجود در خط انتقال ورودی و خروجی و خـازنهـای پارازیتیـک بـه نحـوی انتخاب شوند که علاوه بر تامین امپدانس 50 اهم برای رسیدن به ضریب انعکاس قابل قبـول در ورودی و خروجی، بتوانند این هماهنگی در اختلاف فاز را نیز میسر سازند .[11]

شکل 3-3 شمای نحوهی قرار گیری سلولهای مدار توزیع شده بین دو خط انتقال
3-3 بررسی عملکرد سیگنال بزرگ میکسر گیلبرت به عنوان یک عنصر غیر خطی
در شکل 4-3 یک سلول گیبرت که به طور گسترده به عنوان میکسر مورد استفاده قرار می گیـرد و یک میکسر با تعادل دوگانه1 است مشاهده می شود. تعادل دوگانه به این مفهـوم کـه اگـر فقـط یکـی از سیگنال های ورودی یا LO اعمال شود، خروجی به طور ایـده آل صـفر مـی گـردد. در ایـن تحلیـل فـرض می کنیم که سیگنال خروجی به طور ایده آل هیچ جزئی در فرکانس LO و هارمونیـک هـایش نـدارد، کـه وجود ایزولاسیون بالای پورت به پوررت بین پایانه های ورودی، LO و خروجـی ایـن خواسـته را بـرآورده می کند. سلول گیلبرت شامل طبقهی ترارسانایی یا راهانداز، که یک جفت دیفرانسـیلی اسـت کـه در یـک نقطه کار ثابت بایاس شده است، دو جفت سوئیچ که با سیگنال قوی LO راه می افتند و بارهای مقـاومتی یا مدارات تانک در خروجی است.
رابطهی 1- 3 I I I I IO IO
1 Double Balanced
35

شکل 4-3 میکسر گیلبرت CMOS
نصف سلول گیلبرت خودش یک میکسر تک بالانس است که در شکل 5-3 نمـایش داده شـده و بدین گونه درنظر گرفتن آن، به تحلیل مدار کمک میکند.

شکل 5-3 یک میکسر فعال CMOS با تعادل تکی
هنگامی که ولتاژ ac سیگنال بزرگ به سوئیچ ها اعمال می شـود، بایـاس M1 و M2 ثابـت نیسـت ولی به صورت متناوب با زمان تغییر می کند. وقتی ولتاژ دیفرانسیلی بزرگتر از مقدار مطمـئن Vx، کـه در شکل 6-3 آمده، بین گیت های ترانزیستورها اعمال می شود یکی از آن ها خـاموش مـی شـود، ولـی وقتـی مقدار مطلق ولتاژ لحظه ای VLO کمتر از Vx باشد، جریان طبقه ی راه انداز بین دو قطعه تقسیم می شـود.
میخواهیم جریان درین هر ترانزیستور را برای یک مقدار VLO و جریان بایاس طبقهی راهانداز بدانیم.
رابطهی 2- 3 V k VG V 36 ID 1 θ VGS
در رابطــهی 2-3 کــه رابطــهی جریــان-ولتــاژ ترانزیســتور MOS کانــال کوتــاه مــیباشــد،
θ فــــــــاکتور تنــــــــزل1 قابلیــــــــت حرکــــــــت میــــــــدان نرمــــــــال و k برابــــــــر است .[13]
ترانزیستور M3 را با یک منبع جریان ایده آل مدل می کنیم و فرض می کنیم ترانزیستورهای M1
و M2 در ناحیه ی اشباع باقی مـی ماننـد. در قسـمتی از دوره تنـاوب LO کـه ایـن ترانزیسـتورها روشـن هستند، رفتار سیگنال بزرگ جفت سوئیچها با روابط زیر مدل بیان میشود.
رابطهی 3- 3 I V VGS k V V VGS k و V 1 θ VGS 1 θ VGS IB رابطهی 4- 3 - نرمال میکنیم. GS که جریان و ولتاژ VLO را به صورت رابطهی 5 3 VLO VGS رابطهی -5-3 - θVLO - ULO IB- θ JB و در نتیجه رابطهی 3 3 و رابطهی 4 3 به صورت رابطهی 6 3 و رابطهی 7 3 درkمیآیند. و رابطهی 6- 3 JB U U 1 U U 1 رابطهی 7- 3
هنگامیکه همهی جریان بایاس از M1 میگذرد داریم:
JB 4 2 θ
رابطهی 8- 3 JB JB
gm ترانزیستورها نیاز می شود و می تواند از مشتق I نسبت به V یا در فرم نرمال شده می تواند از مشتق J نسبت به U محاسبه شود. رفتار جفت سوئیچ ها از Vt مستقل است و این به ما اجازه میدهد که gmbs را حذف کنیم. اگر از اثر خازنی صرفه نظر شود جریان خروجی میکسـر تـک بـالانس (شـکل (5-3
تابعی از ولتاژ پیوستهی LO و جریان طبقهی راهانداز است.
رابطهی 9- 3 , I I IO بسط اول تیلور رابطهی 9-3، رابطهی 10-3 را نتیجه میدهد:
رابطهی 10-3 . , , IO که میتوان آنرا به صورت زیر نوشت:

1 Degeneration
37
رابطهی 11-3 . در رابطهی p0(t) 11-3 و p1(t) توابع پریودیک هستند که در شکل 6-3 ملاحظه میشوند.

شکل 6-3 شکل موجهای p0(t) و p1(t)
در ساختار دوبل بالانس با تطبیق خوب تابع p0(t) حذف میشود.
در فاصله زمانی که -Vx<VLO<Vx است هر دو ترانزیستور سوئیچ روشن هسـتند و p0(t) و p1(t) به VLO و IB و مشخصات I-V ترانزیستورها وابستهاند. جریان سیگنال کوچـک در هـر شـاخه بـه وسیلهی تقسیم جریان تعیین میشود و به صورت رابطهی 12-3 دیده میشود .[14]
رابطهی 12-3

مطابق رابطهی 11-3 یک جزء سیگنال is(t) که آن را با x(t) نشان مـی دهـیم، در شـکل مـوج
p1(t) ضرب میشود پس طیف فرکانسی خروجی به صورت رابطهی 13-3 در میآید.
رابطهی 13-3 , که fLO فرکانس LO، p1,n سری فوریه ی p1(t) و X(f) طیف فرکانسی x(t) است. p1(t) فقط مولفههای فرکانسی فرد را دارا میباشد. (p1(t)= -p1(t+TLO/2)) توجه کنیم که ترمهای شـامل n=1
یا n=-1 بهره را معرفی می کنند و در این صورت رابطهی 14-3 بهره ی تبدیل جفت سوئیچ ها به تنهـایی را نشان میدهد.
رابطهی 14-3 , | . | 38
از آنجاییکه x(t)=gm3vin(t) که در آن vin(t) سیگنال ولتاژ ورودی در گیت ترانزیستور M3 و
gm3 ترارسانایی ترانزیستور M3 است، بهره ی تبدیل میکسر تک بالانس در فرم ترارسانایی رابطهی 15-3
است.
رابطهی g .15-3
برای دامنه های بزرگ LO، p1(t) به صورت مـوج مربعـی درمـی آیـد و c بـه 2/π مـیرسـد. در
شرایطی که VO>Vx است یعنی حالتی که برای کارکرد میکسر لازم است و بـا فـرض p1(t) یـک خـط مستقیم رابطهی 16-3 به عنوان تقریب خوبی برای c حاصل میشود .[14]
2 sin ∆
رابطهی 16-3


و برای LO سینوسی داریم: πΔfLO=arcsin(Vx/VO)
4-3 میکسر سلول گیلبرت توزیع شده
میکسر سلول گیلبرت توزیع شده تعداد یکسانی از ایـن میکسـرها مـی باشـد، کـه ترمینـالهـای ورودی و خروجی هر میکسر به نقاط اتصال وسط1 خطوط انتقال مصنوعی وصل شده است. اگر ثابت فـاز خطوط انتقال مصنوعی به درستی طراحی شده باشد خروجی IF هر سلول با سایر اجزاء IF کـه از سـایر سلولها میآیند هم فاز2 خواهد بود. این میکسر به یک بهرهی تبدیل بهتر در طول رنج فرکانسی پهـن در مقایسه با میکسر گیلبرت متداول دست مییابد.
مدارات با خطوط انتقال تاخیر انتشار را فدای پهنای باند سیگنال می کنند، در سیستم هـای بانـد وسیع تاخیر از پهنای باند محدود قابل تحمل تر است زیرا می تواند توسط مدارات پیشبینی تاخیر کالیبره گردد، که استفاده از مدارات توزیع شده در این کاربرد را توجیح مـی کنـد. پهنـای بانـد ایـن مـدارات بـه خصوص در پورت های RF و LO توسط ثابت زمانی RC محدود می شود. در حوزه ی فرکانس، یک منبع محدودیت پهنای باند در مدارات آنالوگ متداول، هنگامیکه فرکانس افزایش مـییابـد افـت در امپـدانس ورودی مدار است. در یک مدار توزیع شده که از شبکهی نردبانی LC بـرای بهبـود پهنـای بانـد اسـتفاده می شود، خازن ورودی ترانزیستور در داخل خطوط انتقال جذب (کشیده) میشود، از اینرو تـا زمـانیکـه فرکانس قطع خطوط انتقال نزدیک شود امپدانس ورودی و پهنای باند تا یک درجهی مطمئن ثابت بـاقی میمانند.
در اثر استفاده از خطوط انتقال مصنوعی بهبود تخت بودن بهره به دست میآید، هرچند طبیعـت مکانیسم اضافه کردن سلف در توپولوژی توزیع شده بهرهی تبدیل میکسر فعال را کاهش میدهد.

tap point in-phase

1
2
39
1-4-3 بهرهی تبدیل
با فرض رفتار سوئیچ جریان ایده آل برای طبقه ی سوئیچ جریان تفاضـلی خروجـی مـی توانـد بـه عنوان نتیجه ی ضرب جریان درین M1 با یک موج مربعی با دامنه ی واحد در نظر گرفته شود. هنگامی که دامنه ی جزء اصلی موج مربعی 4/π برابر دامنه ی موج مربعی است، ترارسـانایی کـل بـه صـورت رابطـهی
17-3 بیان میشود. در این رابطه 2/π به جای 4/π آمـده اسـت زیـرا سـیگنال IF بـین اجـزا مجمـوع و
تفاضل به طور مساوی تقسیم میشود .[15]
2
رابطهی G πg17-3
حال برای میکسر توزیع شده با n سلول بیشترین بهره ی تبدیل به صورت رابطهی 18-3 تعریـف
میشود.
رابطهی 18-3

برای افزایش بهره ی تبدیل می توان تعداد طبقات n، یا ترارسانایی gmRF را افزایش داد که هر دو موجب مصرف توان اضافی می شوند. راه دیگر افزایش ZIF است هنگامی که فرکانس قطع خـط انتقـال IF
) ) حفظ شود. شکل 7-3 مدار معادل خطوط انتقال IF را نشان می دهد که i2 تا
in مدل تاخیری i1 هستند .[11]

شکل 7-3 مدار معادل خط انتقال
2-4-3 تکنیک تزریق جریان
از رابطهی 18-3 نتیجه می شود که بهره ی تبدیل میکسر گیلبرت قویاً به بارهای مقاومتی وابسته است و برای بهره ی تبدیل بالا، مقاومت بار بزرگ نیاز است. با توجه به شکل 8-3، برای یـک جریـان ISS
مشخص خطی بودن میکسر ناشی از اضافه ولتاژ افت کرده روی RL رو به کاهش میگذارد. با ایجـاد یـک مسیر جریان بای پس IB جریان بایاس از مسیر RL به طور موثری کاهش می یابـد، هنگـامی کـه جریـان
DC کافی برای طبقهی ترارسانایی حفظ میشود.
40

شکل 8-3 شماتیک مدار میکسر گیلبرت با تکنیک تزریق جریان
تزریق جریان با یک مقاومت موازی یا منبع جریان فعال پیاده سازی میشود. برای تقویت بیشـتر ترارسانایی برای بهره ی تبدیل کمکی بدون مصرف جریان اضافی، یـک توپولـوژی تزریـق جریـان بـا یـک طبقه ی ترارسانایی مکمل که در شکل 9-3 ملاحظه می شود به کـار مـی بـریم. در ایـن توپولـوژی جفـت تفاضلی pMOS با ترارسانایی ورودی ترکیب شده اند. با انتخاب نسبت جریـان طبقـات مکمـل ماننـد α بهرهی تبدیل توسط رابطهی 19-3 داده میشود .[12]
αISS L µ C L I SS µ C CG 2 π RL
رابطهی 19-3 W W
شکل 9-3 شماتیک مدار میکسر گیلبرت با طبقهی ترارسانایی مکمل
می خواهیم خطی بودن مدار جدید را بررسی کنیم. معادله ی جریان سیگنال کوچک دریـن را بـه صورت رابطهی 20-3 مینویسیم:
رابطهی 20-3
41
و اگر -VOD VGS‐Vt باشد، آنگاه رابطهی 21-3 تا رابطهی 23-3را برای ضرایب g داریم. رابطهی 21 3 kVOD 2 θVOD ∂ID و θVOD 1 ∂VGS رابطهی 22-3 k 1 ∂ ID 1 و θVOD 2!∂VGS رابطهی 23-3 kθ 1 ∂ ID 1 θVOD 3!∂VGS بر اساس روابط بالا اینترمدولاسیونهای مرتبهی دوم و سوم به صورت زیر تعریف میشوند .[16]
رابطهی , ,24- 3

,,
رابطهی , ,25- 3

,,

4

3
از رابطهی 24-3 واضح است که با تکنیک تزریق جریان پیشنهادی بـرای میکسـر IIP2 بزرگتـر به دست می آید. هرچند به هرحال در نتیجه ی استفاده از طبقه ی ترارسانایی pMOS، IIP3 ممکن است کاهش یابد. بنابراین تعامل بین IIP3 و CG برای کارایی بهتر میکسر بایستی به دست آید.
3-4-3 تکنیک پیکینگ سلفی1
محدودیت دیگر پهنای باند کاری میکسر بانـد وسـیع خـازن هـای پـارازیتی در گـره ی خروجـی طبقه ی ترارسانایی هستند مخصوصاً وقتی که تکنیک تزریق جریان برای بالا بردن بهره استفاده می شـود.
یک مدل مدار ساده که در شکل (a)10-3 ملاحظه می شود برای تحلیل به کار رفته و تابع رابطهی 26-3
بهدست میآید.
رابطهی 26-3

1

1 Inductive Peaking
42

شکل 10-3 مدل مدار ساده شده برای (a) میکسر متداول (b) میکسر با تکنیک پیکینگ سلفی سری
برای کم کردن تاثیر قطب فرکانس پایین اضافی در پهنای باند کـاری میکسـر تکنیـک پیکینـگ سری که در اصل برای تقویت کننده های باند وسیع ایجاد شده به کار می رود. شکل (b)10-3 یـک مـدل ساده ی پیکینگ سلفی سری را نشان می دهد. اعمال یک سلف سری Lm بین طبقات ترارسانایی و سوئیچ برای جداکردن خازن های پارازیتی، با وارد کردن یک شبکه ی غیر فعال بـا مشخصـات پهـن بانـد صـورت میگیرد.

شکل (a) 11-3 مدل سیگنال کوچک یک تقویت کننده (b) شبکهی پسیو اضافه شده برای ایزوله کردن خازنهای
پارازیتی (c) پیاده سازی این شبکه با سلف
یک شبکه ی دو پورتی غیر فعال می تواند بین اجزاء ترانزیسـتور (R1,C1) و بـار (R2,C2) بـرای افزایش پهنای باند وارد شود(شکل .((b)11-3 اگر GBW1 شکل (a)11- 3 با رابطهی 27-3 بیان شود.
رابطهی 27-3

2

1 Gain-Bandwidth
43
GBW برای شکل (b)11-3 یا (c) که شبکه ی غیـر فعـال اعمـال شـده و در نتیجـه C1 تنهـا خازنی است که در پورت ورودی شبکه روی GBW اثر دارد، بنابراین برای این حالت GBW با رابطهی
28-3 محاسبه میشود .[17]
g
رابطهی GBW28-3
π
ملاحظه میشود که این تکنیک پهنای باند مدار را به طور قابل ملاحظهای افزایش میدهد.
5-3 مروری بر چند ساختار میکسر پهن باند ارایه شده
در این قسمت شماتیک مدار چندین ساختار میکسر پهن باند، که از بـه روزتـرین سـاختارها بـه شمار میروند، مرور شده است. در پایان بخش، این ساختارها از لحاظ فرکانس کار، بهـره ی تبـدیل، عـدد نویز و خطی بودن در یک جدول مقایسه شدهاند.
1-5-3 ساختار میکسر [18] 1
شماتیک مدار در شکل 12-3 دیده میشود. در طراحـی ایـن میکسـر از توپولـوژی توزیـع شـده استفاده شده و تعداد طبقات به طور دلخواه چهار انتخاب شده است. هر سلول یـک میکسـر تـک بـالانس است. ترانزیستورهای طبقه ی ترارسانایی (M31-M34) به طور یکسان تطبیق یافتـهانـد. در ایـن میکسـر خطوط انتقال مصنوعی در طول خطوط LO,RF وIF با شبکه ی نردبانی LC تحقق یافتهاند، که سلفها با استفاده از ماپیچهای داخل چیپ اجرا شدهاند و خازنها، خـازنهـای پـارازیتی ترانزیسـتورهای MOS
هستند که به خطوط تاخیر LC متصل شدهاند، امپدانس بار با امپدانس مشخصـه ی خطـوط تـاخیر LC
تطبیق یافتهاند.
پارامترهای بهره، عدد نویز، IIP3 این مدار در جدول 1-3 آمده است.

شکل 12-3 مدار میکسر ساختار 1
44
2-5-3 ساختار میکسر [12] 2
شماتیک مدار در شکل 13-3 دیده میشود. این میکسر با استفاده از توپولوژی توزیع شده ی غیر همسان طراحی شده، با ترکیب کردن طبقات سلف و خطوط انتقال مصنوعی با میکسـر گیلبـرت بهـره ی تبدیل بالا و تخت و نیز پهنای باند وسیع به دست می آید. در این سـاختار تزریـق جریـان بـرای افـزایش بهره ی تبدیل میکسر با تاثیر کمتر بـر خطـی بـودن آن بـه کـار رفتـه اسـت. همچنـین از تکنیـک هـای Degeneration خازنی و پیکینگ سلفی برای تقویت بهره و پهنای باند در فرکانس های بـالاتر اسـتفاده شده است.
پارامترهای بهره، عدد نویز، IIP3 این مدار در جدول 1-3 آمده است.

شکل 13-3 مدار میکسر ساختار 2
3-5-3 ساختار میکسر [19] 3
شماتیک مدار در شکل 14-3 دیده میشود. این میکسر با هسته ی سلول گیلبرت تحقـق یافتـه، سلول گیلبرت به دلیل داشتن ساختار دوبل بالانس که بهره ی تبـدیل بـالا و کـارایی مناسـب را در ابعـاد کوچک برای مجتمع سازی ارایه می دهد، انتخاب شده است. بـرای بهبـود پهنـای بانـد شـبکه ی تطبیـق امپدانس برای کاهش تلفات بازگشت سیگنال، با شبکه ی نردبانی LC که در مدارات توزیع شـده بـه کـار می رود در پورت های RF و LO به کار رفته است. این شبکه با خازن های Cgs ترانزیسـتورهای MOS و
سلف های مارپیچی، برای اجرای خطوط انتقال مصنوعی و دستیابی به پهنای باند بـالا اجـرا شـده و بـرای افزایش بهرهی تبدیل از روش تزریق جریان استفاده شده است.
پارامترهای بهره، عدد نویز، IIP3 این مدار در جدول 1-3 آمده است.
45

dad89

4- 7وضعیت رقابت تکنولوژی ترموالکتریک76
5-7سوالات مورد نظر77
6-7 اهداف:77
7-7 پیشنهادات:78
8-8نتیجه گیری کلی: 82
فصل هشتم:83
موارد پیگیری برای انجام این طرح:
فصل نهم:89
چکیده مقالات مربوت به ترموالکتریک و فناوری نانو
فصل دهم:102
منابع ومأخذ
منابع103
پیوست ها103
مشخصات پژوهش وپژوهش گر105
اطلاعات مربوط به پژوهشگر سرپرست106
تشکر و قدر دانی
از همه کسانی که مرا در این راه یاری رساندند کمال تشکر را دارم.
حرفی با خوانندگان:
و این چنین است که تعداد اندکی انسان متفکر و دانشمند ، اندیشه دور پرداز خود را با زرادخانه علم ودانش مجهز میکنند. تا از یک طرف ، بکشف بسیار بزرگ کیهانی بپردازند و در این کاوش علمی ستارگانی را کشف کند. که بیست میلیارد سال نوری با کره زمین فاصله داشته باشد .واز طرفی دیگر به دنیای بی نهایت کوچک اتم حمله می کنند تا اسرار آنرا دریابند و انرژی عظیمی را که در دل آن نهفته است مهار کنند.
و که دانشمندان از زمزه قلیل رهروانند که صخره های بلند و صحراهای هموار روح و اندیشه را در نوردیدند. در این مقدمه ،مرا با ادبیات و شعر و اندیشه های سیاسی و غیره سیاسی کاری نیست. زیرا ،این پژوهش حاوی مطالب کاملا علمی و منعکس کننده پیشرفته ترین دانش و تکنیک بشر در زمان ماست.
وبا لااخص که:
اندیشه و مسلک های موجود ، آشفته بازاری را ماند که در آن ایدئولوژی ها ( از راستترین و چپ ترین و از تندرو ترینش و تا متعادل ترین آنها) بنحوه ناجور و نا مناسب و نا هماهنگی کنار هم چیده شده اند و به فراخان رنگ ظاهرین، ونه محتوی، ارباب رجوع و مشتری می تلبید.آشفتگی به حدی است که گاهی عرضه کننده کالا دارای دو جنس متناقض با هم،و یا کسی که هیچ صلاحیتی برای عرضه چنین جنسی را ندارد و سردر گمی کامل خریدار را سبب میگردد . مشتریان هم دلال و واسته مانند که چنین کالاهای نا هماهنگی وناجور وحتی در تضاد با واقعیت را به تنها مشتری ومصرف کننده یعنی ملت میرسانند.
مروری ،حتی مختصر، بر ویترین کتاب فروشی ها و فروشندگان دوره گرد حاشیه خیابان ، نمایان گر صحت این مدعا ست . و اما از نظر علمی که مورد نظر این مقدمه است ، نظری هرچند کوتاه،بر تاریخچه زندگی علمی ملت ها و فعالیت و کوشش آنان در رشته های خاص، یعنی انرژی های مختلف و کاربرد بهتر و ساده تر و ارزان تر، است، که خواننده گرامی می توانند بکتب مربوط مراجعه و کسب علم کنند.
بلااخص که در دوره رنسانس و جهش علمی کشور های غربی و به دنبال آن انقلاب اکتبر وکوشش خستگی نا پزیر شرق در پیشرفت علم و تکنولوژی ، و می تواند راه گشا و حاوی درس حتی عبرت برای کشور هایی باشد که خواهان استقلال واقعی و عدم وابستگی به شرق و غربند.
در این مقدمه به ذکر اساسی ترین مسایل مورد نیاز در بهره گیری از این پژوهش می پرداریم.
سیری مختصر در تاریخ علوم ، نشان می دهد که انسان ها از گذشته ای دور و حتی از دوران کهن و نا شناخته غارنشینی در جستجو و کشف اسرار طبیعت و استفاده بهتر از مواهب آن بوده است.
بین راهورد های مختلفی که طبیعت به انسان عرضه کرده است ، انرژی مقام اول را دارا است و بسیاری از شاخه های علم فیزیک مانند ترمودینامیک ، و مکانیک ، ئیدرولیک،...... و قسمتی از علم شیمی اختصاص به این رشته خواص و حیاتی دارد.
پس از کشف آتش ، مواد سوختنی از قبیل چوبی و فسیلی از نوع نفت و گاز و.... تنها منبع انرزی حرارتی (بغیر از انرژی خورشیدی ) در زندگی انسان بوده است . سپس با کشف نیروی برق و تولید آن به کمک انرژی حرارتی و نیروی حاصل از آب سد ها، انسان توانست حوزه فعالیت علمی خود را گسترده ترکرده وتصویر نمونه بسیاری کوچک از بازده این انرژی معجزه گر است.
تحولی که از دوران استفاده از گرمای چوب ، تا وسایل حرارتی مدرن امروز به وقوع پیوسته است که چون اهرمی سازنده در دست انسان در کاربرد بهتر انرژی و استفاده اصولی تر از انرژی های عظیمی که در اطراف ما نهفته است.
سخن از تکامل تسلیحات جنگی ، به کمک انرژی حرارتی ، که در همه زمان مورد نیاز انسان ستیز گر بوده است ، امری زائد و خارج از بحث ماست . زیرا مسیر تحول این بخش از تکنیک واز زمانی که بشر با تیر و کمان به قتل همنوعش پرداخت، تا کنون که موشکهای چند پیکانه حامل بمب ئیدروژنه و کباتریا، در زرادخانه خود آماده پرواز دارد، امری اجتناب ناپزیر و همیشه انسانهایی آگاه با تاثر تاظر کشتار ها و قتل عامهای دیگر بوده اند .
اکنون نیز انبار تسلیحات اتمی،نه تنها حیات بشر ، بلکه کره زمین و احیانامنظومه شمسی را تهدید می کند که خود محتاج بحث جدا گانه ایست که به ناچار اندیشه و سلیقه سیاسی و غیر سیاسی ملتها در تحلیل آن دخالتی تام دارد. ومن،همانطور که در ابتدای این پروژه - ریسرچمذکور افتاد، از تحلیل این مسئله اسف بار و درد ناک خود را معذورو معاف کردم.
و اما سهم ما در این کوشش عظیم علم و دانش بشری،متاسفانه هیچ و در اصطلاح علم ریاضی صفر بوده است. صفر غم انگیزی که پیامد های شوم فراوانی بدنبال داشته که مهم ترین آنها جهل علمی و پس از آن وابستگی علمی و فنی تا مرز دریوزه گی بوده است. صفریکه نمایانگر آنستکه ما فقط مصرف کننده کالا نبوده ایم،زیرا قدرت تولید آن را نداشته ایم . گاهی نیز برای تسلی خاطر و رفع ملال به صنایع مونتاژ رو کرده ایم ، که نه تنها درمان درد نبوده بلکه وابستگی اجتناب ناپذیر و چند جانبه دیگر ما را نیز بدنبال داشته است.
چرا چنین بوده است؟
محقق و پژوهشگر به هیچ کشور و مسلکی متعلق نیست ، زیرا علم و دانش نیز حد و مرز نمی شناسد. محقق در هر نقطه از کره زمین که زندگی کند،احتیاج بفضای کاملا باز و عاری از هر نوع قید وبند دارد،تا بتوان مرغ دور پرواز اندیشه علمی خود را در تمام جهات برای کشف مسائل ناشناخته به پرواز در آورد. نگهداری اجباری وی در قفس اندیشه های خاص ، مرگ علمی وی را به دنبال دارد که پی آوردش رکود و سپس محو و نابودی علم و دانش و تحقیق وبه دنبال آن تکنولوژی و صنعت است.
در گذشته ای دور، شاهد ظهور دانشمندان و محققین ، بنامی چون شیخ ابوعلی سینا، محمد زکریای رازی،... در این سرزمین بوده ایم که شناخت زندگی گالیله وار آنها بیانگر واقعیت تلخ بالاست. نتیجه که حتی بهترین شاگردان این استادان علم و دانش ، حوصله و جرأت آنکه زندگی علمی استادان را دنبال کنند، نداشته اند و اینگونه بود که زندگی علمی و تحقیقی ما از قرن پیش دچار رکود و افسردگی و دل مردگی خاصی شد.
در دورانی که غرب جهش علمی خود را در دوره رنسانس آغاز کرد و شرق ، پس از انقلاب اکتبر، به خانه تکانی لازم برای هموار کردن راه پیشرفت علم و دانش و تکنولوژی پرداخت. کشور ما اسیر سلاطین و وزیرانی آنچنانی بود که مواردی چون ساخت بدون کوچکترین تغییر 30 ساله پیکان در ایران و خروج 90% نخبگان و رتبه های اول کنکور از کشور و جذب شدن توست ابر قدرت های علمی دنیا و مثال های دیگری که داستان کشورداری آنها چون قصه های طنز آمیز ملا نصردین ، بظاهر خنده آور و به باطن کوله باری از غم را بر دل آگاهان می نهد.
و که در میان این مرداب وار در سکون مطلق شاهد و نظاره گر پیشرفت علمی دیگران و راویان قصه های رفته از یاد زندگی های رفته بر باد بودیم.
در این پژوهش که نتیجه جمع آوری چند ساله اینجانب می باشد سعی شده است که سیر تحول و شناخت فناوری ترموالکتریک و بهره برداری و کاربرد آن در زمینه های مختلف بررسی شود که علاوه بر اطلاعات لازم در این زمینه خواننده می تواند چگونگی روش تحقیق علمی را ، نه تنها در این زمینه بلکه در کلیه زمینه های علمی دیگر علم ها ،بشناسد و ارزیابی کند.مسائلی خاص که در این پژوهش بررسی شده دورنمایی از قسمتی از دانش بشریست که هم آینده بس امیدبخشی را نوید می دهد و هم بیانگر زوال هر نوع زندگی و تمدن موجود در کره زمین می باشد.
این پژوهش ریگی را ماند بر مرداب سکون و جمود علمی ما افکنده شود. امید است که ناظر افکندن ریگها و حتی سنگ های دیگر بر این مرداب باشیم تا به خروش آید و نهال خشکیده علم و تکنولوژی ما را در این زمینه سیراب و همتی که این خلاء عظیم را که میراث شوم گذشته است را پر کند.
مطالعه این مطالب نه تنها، اطلاعات لازم را در کوشش همه جانبه و ایثار بی پایان دانشمندان جهان در راه کشف مواد جدید و موارد استفاده فناوری ترموالکتریک و کاربرد های آن را می دهد، بلکه ارزیابی منصفانه آن می تواند روشنگر تاریکی های باشد که ما را از مسیر علم و دانش و تحقیق ، منحرف و دست نیاز مان را به سوی دیگران دراز کرده است.ترموالکتریک با بسیاری از فرایند های دیگر ارتباط دارد و همچنین درک این فناوری به صورت عمیق تر به حل یک سری مسائل و انتگرال های پیشرفته و آشنایی کامل با علم شیمی وریاضیات و همچبین متالوژی و الکتریسیته و مواد سرامیکی وخواص مواد سرامیکی از جمله فروالکتریک وخواص دیر گدازی وجدیدا لیتوگرافی و مواد پلیمری جدید با خواص مواد ترمو الکتریکی و همچنین فناوری نانو و برخی از نتایج کاربرد های خواص فناوری ترموالکتریک می باشد، که برای دست یابی به مطالب مطلوب در این زمینه به آزمایشگاه های پیشرفته و هزینه بالا و دورنگری می باشد که از دست شخص و یا حتی گروه های کوچک بر نمی آید و احتیاج به کمک، همه جانبه علمی و دولتی دارد. بخاطر بسپارید که این مطالب مقدمه ای خلاصه و به ناچار ناقص در باره ترموالکتریک میباشد برای آشنایی خوانندگان با این فناوری رو به پیشرفت ، موثرمی باشد. که به همراه این مطالب فایلی با فرمت فلش و همچنین فایل هایppt وpdfوword پیوست می شود برای خوانندگان علاقه مند و متخصص که باید زمینه علمی لازم را دارا باشند تا به درک بیشتری در باره این فناوری دست یابند و در پایان از دوستانی که این مطالب را مطالعه کرده اند وبه اهمیت این موضوع پی برده اند خواهشمندم در صورت امکان برای پیشرفت این علم در کشور راه ها و راهنمایی های لازم را در صورت امکان به ایمیل این جانب و شماره من که به هم راه پیشنهادیه در این فایل موجود میباشد ارسال نمایید.
کار یز درون جان تو می باید کز عار یه ها ترا دری نکشاید
یک کوزه آب در درون خانه به از رودی که کز برون می آید

( حکیم سنایی)
فصل اول:
معرفی پژوهش
عنوان:مواد پیشرفته ترموالکتریکی و تولید انرژی
استاد راهنما:مهندس میلاد اسئدی
تهیه کننده:مهدی باقری مهارلویی
مقدمه:
TEG طرح تولید انرژی از اختلاف دمای بین دو محیط ،
تحقیقات انجام شده در کشور های توسعه یافته بر روی این زمینه جدید این نتیجه را حصول میکند که کشور ایران با توجه به رویکرد های آینده نگر برای گسترش و بومی سازی علم وفناوری های نو از جمله دانش هسته ای،صنایع نظامی ، صنعت خودرو ، وموارد خاص دیگر نیاز مبرمی به ساخت وتعمیم این فناوری دارد.
چکیده:
افزایش راندمان مولد های ترمو الکتریکی TEG همواره به عنوان یکی از اهداف مهندسی مطرح بوده است و استفاده از اصل سیبک،اصل پیلیته واصل تامسون وMEMS ترموشیمی ونانو سیم های سیلیکونی و همچنین ساخت قطعات و وسایل الکتریکی که با ولتاژ کمتر از 200Mv کار کنند به عنوان چند راه برای برای رسیدن به این اهداف مطرح شوده است. از اهداف اصلی این پژوهش تولید مواد ترموالکتریکی پیشرفته و نیز بالا بردن راندمان و توسعه آن در کشور میباشد،همچنین اندازه گدری و نوصیف خواص اخنتصاصی موادTE ،نحوه اتصال ،قدرت خروجی و بررسی مواد ln4se3،in4Te3،مس-Se-Ge،skutterudites(شکل 1) وهزینه ها و اقتصادی بودن طرح است.

شکل 1
حداقل دو سوم انرژی تولید شده حاصل از احتراق سوخت های فسیلی مانند بنزین و گازوییل در خودرو ها و کامیون ها به هدر رفته و به عنوان ضایعات حرارتی از اگزوز خودرو خارج می شود. ترموالکتریک ها مواد نیمه هادی و نیمه رسانایی هستند که حرارت و گرما را به انرژی الکتریکی تبدیل می کنند، می توانند حرارت و گرمای هدر رفته را دریافت  و از آن مجددأ استفاده کرده و نیاز به سوخت در خودروها را تا حدودی کاهش دهند و به میزان 5 درصد باعث صرفه جویی در هزینه های سوخت خودرو می شوند. اما راندمان پایین در ازای هزینه های بالا و گران قیمت بودن، مواد ترموالکتریک موجود و متداول را از ورود عملی و کاربردی به دستگاه ها و وسایل دور نگه داشته است. Combustion30% EngineVehicle Operation100%40% Exhaust Gas30%Coolant5% Friction & Radiated25%Mobility & AccessoriesGasolineGasolinegasoline
اما حالا محققان در حال مونتاژ اولین نمونه اولیه از ژنراتورهای ترموالکتریک هستند که آن را در خودروهای تجاری و خودروهای شاسی بلند SUV بتوانند مورد آزمایش قرار دهند.این دستگاه ها اوج پیشرفت هایی هستند که مرکز ساخت تجهیزات ترموالکتریک شرکت BSST در آیرویندل کالیفرنیا و مرکز A&D کمپانی جنرال موتورز واقع در وارن میشیگان ساخته می شوند. هر دو شرکت قصد دارند نمونه های اولیه ساخته شده خود را در اواخر تابستان امسال برای آزمایش بر روی خودروها نصب و راه اندازی کنند. شرکت BSST این کار را بر روی خودروهای فورد و بی.ام.و و شرکت جنرال موتوز این سیستم را بر روی خودروهای SUV شورلت آزمایش می کنند.
1-1 تاریخچه:
کشف اساس اولیه فناوری ترموالکتریک را می توان به یک فیزیکدان آلمانی به نام توماس ج.سی بک نسبت داد. سی بک کشف کرد که اگر با اتصال دوفلز مختلف یک مدار الکتریکی ایجاد شود و یکی از اتصالات حرارت داده شود درمدار حاصله جریان الکتریکی تولید می شود(شکل 2). سی بک از این آزمایش خود به این نتیجه میرسید که با این کار جریان در مدار القا میشود ولی چون موضوع به این صورت مورد نظر وی قرار نگرفته بود . این کشف سال ها راکد ماند (1) Thomas j. seebeck

درسال 1834 ژان پلتیه (1) دریافت که اگرجریانی از محل اتصال دو فلز مخطلف عبور نماید محل اتصال گرم یا سرد می شود. شکل (3)پیلیته هم مانند سی بک از درک اهمیت این مطلب در مورد فناوری ترمو الکتریک عاجز ماند

شکل 2 شکل 3
در سال 1837امیل لنز بطور وضوح اهمیت کشف پلتیه وسی بک را با قراردادن قطره ای آب در محل اتصال دو فلز و کزراندن جریان مستقیم از مدار نشان داد. موقعی که جریان دریک جهت ادامه پیدا می کرد آب منجمد می گردید و در اثر معکوس کردن جریان یخ آب می شد با تمام این ها لنز نیز از درک اهمیت کشف خود غافل ماند و این دانش برای 100 سال دیگر بعلت عدم وجود نیمه هادی ها راکد ماند.فقط در دهه 1930 بود که مواد نیمه هادی توسه یافت وامکان کاربرد کشف سی بک و پلتیه در سرد کردن موضعی را ایجاد نمود درسال 1930و1960 پیشرفت ترموالکتریک به آزمایشگاههای علمی محدود می شد. در سالهای اول دهه 1960 بسیاری از کمپانی ها با تحرک شدیدی در راه ساخت وسایل سرد کننده ترموالکتریکی اقدام کردند.

فصل دوم
تعاریف
1-2 اجزاء یک اتم

شکل 4
مفهوم الکتریسیته با عناصر پایه ی سازنده مواد یعنی اتم اغاز می شود . هسته ی یک اتم از پروتون ها و نوترون ها تشکیل شده است . پروتون ها یک بار مثبت دارند و نوترون ها خنثی می باشند .الکترون ها با بار منفی به دور هسته در گردش ا ند .(فقط الکترون ها و پرتون ها در شکل(4) نشان داده شده ا ند .قسمت های آبی رنگ هسته ، نوترون ها را نشان میدهند .)
2-2 الکترون های آزاد

شکل 5
الکترون ها ی خارجی ترین لایه می توا نند بوسیله ی یک نیروی خارجی مثل میدان مغناطیسی ،اصطکاک و یا واکنش های شیمیایی از مدارشان خارج شوند .
در این صورت « الکترون های آزاد» نامیده می شوند . مبنای الکتریسیته حرکت این الکترون های آزاد است. در شکل (5) مشخص است.
3-2 هادی ها
شکل 6
جریان الکتریکی هنگامی ایجاد می شود که الکترون های آزاد از یک اتم به اتم دیگر منتقل شوند. شکل(6). ماده ای که به الکترون ها اجازه حرکت آزادانه را می دهد هادی (رسانا) نامیده می شود .
مس ،نقره ،الومینیوم ،روی ، آهن از جمله هادی های خوب می باشند .
4-2 نارساناها
موادی که به تعداد کمی از الکترون ها اجازه ی حرکت می دهند ، نارسانا (عایق) نامیده می شوند .شکل 7
پلاستیک ، لاستیک ، شیشه ، میکا و سرامیک نارسا نا می باشند

شکل 7
5-2 کاربرد هادی و عایق در کنار هم
بسیاری از قطعات الکتریکی مثل کابل ، ترکیبی از هادی ها و عایق ها هستند . عایق دور کابل رسانا ، به جریان اجازه میدهد که تنها در هادی جاری شود .شکل 8
شکل 8
6-2 جریان

جریان ، شارش الکترون های آزاد در یک ماده از یک اتم به اتم بعدی و در یک جهت مشخص می باشد( شکل 9)که آن را با نماد « I» نشان می دهند، و با واحد آمپر سنجیده می شود .

شکل 10
بعضی دانشمندان بین شارش الکترون و شارش جریان تمایز قائل می شوند .تئوری شارش جریان قرار دادی شارش الکترون را رد می کند و اظهار می دارد که جریان از مثبت به منفی شارش می یابد( شکل 10) برای جلوگیری از اشتباه ، این دوره نظریه ی شارش الکترون را به کار می برد که اظهار می دارد الکترون ها از منفی به مثبت شارش می یابند
7-2 جریان متناوب

در جریان متناوب الکترون ها ابتدا در یک جهت و سپس در جهت دیگر جاری می شود . جریان و ولتاژ هر دو به طور مداوم تغییر می کنند . شکل نمودار جریان متناوب (AC) ، به صورت موج سینوسی می باشد که جریان یا ولتاژ را نشان می دهد ..(شکل 11) دو محور برای موج سینوسی رسم می شود .محور عمودی دامنه و جهت جریان یا ولتاژ را نشان می دهد . محور افقی زمان یا زاویه چرخش را نشان می دهد . هنگامی که شکل موج بالای محور زمان است ، گوییم جریان در جهت مثبت جاری است ، وقتی شکل موج زیر محور زمان است گوییم جریان در جهت منفی جاری است .یک سیکل کامل در 360 درجه اتفاق می افتد که نیمی مثبت و نیمی منفی است .
7-2 ضریب توان

ضریب توان نسبت توان حقیقی به توان ظاهری می باشد که رابطه ای است برای اندازه گیری مقدار توانی که مصرف می شود و مقدار توانی که به منبع برگشت داده می شود . ضریب توان اهمیت زیادی دارد زیرا روی راندمان سیستم های توزیع توان اثر می گذارد .
ضریب توان توسط رابطه ی فازی بین ولتاژ و جریان تعیین می شود و در حقیقت ، کسینوس زاویه بین آنها می باشد. در یک مدار مقاومتی محض ، که جریان و ولتاژ هم فاز هستند اختلاف فاز صفر می باشد . کسینوس صفر درجه یک است . بنابر این ، ضریب توان یک می باشد و این بدان معنی است که همه انرژی تولیدی منبع ، توسط مدار مصرف می شود .
در مدار راکتیو همیشه مقداری اختلاف فاز بین ولتاژ و جریان وجود دارد . به عنوان مثال اگر این زاویه ˚45 باشد ، ضریب توان 0.707 خواهد بود که همان کسینوس ˚45 می باشد .
فصل سوم
تعاریف کاربردی
مقدمه:
برای آشنای و درک بهتر در مورد ترموالکتریک در ابتدا باید با موارد کلیدی و مربوطه آشنا شود. در این فصل سعی شده است که به صورت روان مواردی را معرفی کرد تا کمکی برای درک فصل های بعد باشد.
نیمه هادی ها
3-1 مقدمه ای درمورد نیمه هادی ها:
همانطور که هادی ها در صنعت امروزی به خصوص در زمینه های حرارتی و برودتی کاربردی ویژه یافته اند عناصر نیمه هادی نیز اهمیت زیادی در صنعت الکترونیک و ساخت قطعات پیدا کرده اند. هدف اصلی که در الکترونیک آنالوگ دنبال می شود تقویت سیگنالها بدون تغییر شکل آن سیگنال است. همین هدف بشر را به سمت استفاده از نیمه هادی ها در ساخت قطعات تقویت کننده پیش برده است. اما آن چیزی که عملکرد این قطعات را رقم می زند چگونگی حرکت الکترون ها و حفره ها در ساختار کریستالی این عناصر می باشد.و این مقدمه ای ست برای پیدایش قطعاتی نظیر ترانزیستور ها –دیود ها و... عامل موثر بر چگونگی حرکت الکترون ها و حفرها چیزی نیست جز درجه حرارت. به طوری که گفته شد درجه حرارت صفر مطلق ساختمان کریستالی نیمه هادی هایی نظیر ژرمانیوم و سیلسکن را تحت تاثیر خود قرار می دهد. یعنی در این درجه حرارت الکترون ها کاملا در باند ظرفیت قرار گرفته و نیمه هادی نظیر یک عایق عمل می کند.
اگر درجه حرارت افزایش یابد الکترون های لایه ظرفیت انرژی کافی کسب کرده و پیوند کو والانسی خود را شکسته وارد باند هدایت می شوند.به مراتب این جابه جایی باعث تولید حفره ناشی از عبور الکترونهای می گردد.
انرژی لازم برای شکستن چنین پیوندی در سیلسکن 1.1(الکترون ولت) و در ژرمانیوم 0.72 (الکترون ولت) می باشد. اهمیت حفره در این است که نظیر الکترون حامل جریان الکتریکی بوده و و نظیر الکترون آزاد عمل می نماید. حال آنکه تا چندی پیش دانشمندان حفره ها را حامل جریام نمی دانستند!
3-2نیمه هادی چیست.؟
در میان عناصر گروهی هستند که نه فلز کامل ونه غیر فلز کامل هستند به همین ترتیب این عناصر نه رسانای خوب ونه نارسانای خوب هسستند از اینرو به آنها نیمه رسانا یا نیمه هادی می گویند رسانائی این عناصر که در گروه چهارم جدول تناوبی قرار دارند با اندکی ناخالصی از عناصر گروه سوم و پنجم جدول تناوبی تقویت می شود.به علت اینکه سیلیسیم و ژرمانیوم در مدار آخر خود چهار الکترون دارند ، تمایل دارند که مدار آخر خود را کامل کرده و به حالت پایدار برسند . برای این منظور هر اتم با هر یک از چهار اتم مجاور خود یک الکترون به اشتراک می گذارد . این نوع پیوند بین اتم ها را پیوند اشتراکی یا کووالانسی می گویند . در شکل پیوندهای کووالانسی بین اتم های سیلیسیم نمایش داده شده است
به علت اینکه سیلیسیم و ژرمانیوم در مدار آخر خود چهار الکترون دارند ، تمایل دارند که مدار آخر خود را کامل کرده و به حالت پایدار برسند . برای این منظور هر اتم با هر یک از چهار اتم مجاور خود یک الکترون به اشتراک می گذارد . این نوع پیوند بین اتم ها را پیوند اشتراکی یا کووالانسی می گویند . در( شکل1) پیوندهای کووالانسی بین اتم های سیلیسیم نمایش داده شده است

شکل1
چون تعداد الکترونهای آزاد و حفره های ایجاد شده در کریستال های سیلیسیم و ژرمانیوم در اثر انرژی گرمایی به اندازه کافی زیاد نیست این کریستال ها قابلیت هدایت الکتریکی خوبی ندارند . برای افزایش قابلیت هدایت الکتریکی این نیمه هادی ها به آنها ناخالصی اضافه می کنند .اضافه کردن ناخالصی به نیمه هادی ها به دو شکل صورت می گیرد/
N نوعP نوع
3-3 نوع P
ناخالص کردن کریستال نیمه هادی با اتم پنج ظرفیتی : در این روش عناصر پنج ظرفیتی مانند آرسنیک (As) ، آنتیموان (Sb) و یا فسفر (P) را که در لایه ظرفیت خود پنج الکترون دارند به کریستال سیلیسیم یا ژرمانیوم اضافه می کنند . به عنوان مثال در شکل (2) عنصر پنج ظرفیتی آرسنیک به کریستال سیلیسیم اضافه شده است
شکل2
در یک بلور سیلیسیم یا ژرمانیوم ، در دمای صفر مطلق به علت اینکه تمامی پیوندهای کووالانسی بین اتم ها برقرار است و هیچ الکترون آزادی وجود ندارد بلور سیلیسیم یا ژرمانیوم یک عایق کامل می باشد . اما با افزایش دما جنبش الکترونهای والانس افزایش یافته و بعضی از پیوندهای کووالانسی بین اتم ها شکسته شده و الکترونهایی آزاد می شوند و به این ترتیب هدایت الکتریکی در کریستال های سیلیسیم و ژرمانیوم افزایش می یابد . هر چه دما بیشتر افزایش یابد پیوندهای کووالانسی بیشتری شکسته شده و تعداد الکترونهای آزاد بیشتر می شود و در نتیجه هدایت الکتریکی کریستال افزایش می یابد . به ازای جدا شدن هر الکترون از یک اتم ، یک جای خالی الکترون در آن اتم ایجاد می شود که به آن حفره می گویند . در شکل (3)نحوه ایجاد یک حفره نمایش داده شده است

شکل 3
4-3 نوع N
ناخالص کردن کریستال نیمه هادی با اتم سه ظرفیتی : هرگاه یک عنصر سه ظرفیتی مانند آلومینیوم (Al) ، گالیم (Ga) و یا ایندیم (In) را که در مدار ظرفیت خود سه الکترون دارند به کریستال سیلیسیم یا ژرمانیوم خالص اضافه کنیم الکترونهای مدار آخر عنصر ناخالصی مانند آلومینیوم با الکترونهای والانس اتم های مجاور خود تشکیل پیوند کووالانسی می دهند . به این ترتیب در مدار آخر اتم ناخالصی هفت الکترون در حال گردش هستند که در نتیجه یک جای خالی یا حفره ایجاد می شود.شکل 4

شکل 4
عنا صر چهارم (مانند سیلسیوم ویا یاژرمانیوم ) در لایه آخر خود 4الکترون دارند عناصر گروه پنجم (مانند آرسنیک ) وارد شود موجب تولید الکترونهای آزاد می شود به ماده حاصل نیمه هادی نوع N می گویند زیرا این الکترونها هستند که مسئولیت هادی بودن ماده را دارند اگر همین عمل با عناصر گروه 3مانند آلومینیوم یا گالیم تکرار شود حاصل یک نیمه هادی نوع Pاست که در این نوع مواد حفره ها الکترونی یا اصطلاحا بار مثبت مسئولیت هادی بودن ماده هستند
5-3 جدول تناوبی
periodgroupns2np6
فصل چهارم
تعاریف اصول اولیه فناوری ترموالکتریک
1-4 مقدمه ای (ترموالکتریک)برای درک مطلب ترموالکتریک لازم است که با مفهوم های زیر آشنا شویم
تعاریف
2-4قانون دوم ترمودینامیک:
مفهوم جامع قانون دوم ترمو دینامیک متضمن است که یک فرایند فقط در یک جهت معین پیش پیش میرود ولی در جهت خلاف،قابل قبول نیست.یک فنجان قهوه داغ با انتقال حرارت به محیط ،سرد می شود ولی حرارت نمی توان در جهت خلاف و از محیط سرد تر به فنجان قهوه ی داغ تر ، منتقل شود.در هنگام بالا رفتن خودرو از تپه،بنزیل مصرف می شود ولی پایین امدن آزادانه خودرو از تپه،موجب برگشتن بنزیل مصرف شده به به سطح اولیه نمی شود.این گونه مشاهدات نشان گره ارزش قانون دول نرمودینامیک است. شکل 1 قانون دوم را در پمپ گرمایی و یخچال ها نشان میدهد.

شکل 1
3-4یخچال ها و سیستم های تبرید:
پمپ گرمایی:با پمپ حرارتی میتوان سیستمی داشت که در یک سیکل کار می کند و مقدار خالص انتقال حرارت و کار آن مثبت است. در پمپ گرمایی سیستمی خواهیم داشت که در یک سیکل کار میکند و حرارت از یک جسم درج حرارت پایین به سیستم منتقل می شود و از سیستم به جسم با درجه حرارت بالا منتقل می شود و مقداری کار برای انجام این فرایند لازم است.در ادامه چند پمپ حرارتی و یخچال یا سیکل تبرید همراه با سیکل وشماتیک فرایند ها به صورت شکل نشان داده شده است که برای چون در این جا مطلب مورد نحث ترموالکتریک است برای اطلاعات بیشتر می توان به کتابهای ترمودینامیک مراجه کرد.
4-4یخچال:

امروزه دستگاههای ترموالکتریک در تکنولوژی مدرن فلزات و نیمه هادی ها و در کل مواد نیمه های جایگزین فلزات گوناگون شد و در آزمایشات ترموالکتریک مورد استفاده قرار می گیرند . «سیبک» ، «پولتیر» و «تامسون» با چندین وقایع ، شکل ابتدایی عملکرد نمونه های ترموالکتریک را ارائه کردند بدون اینکه به جزئیات اشاره شود . برخی از این اثرات بنیادی ترموالکتریک را بیان می کنیم .
5-4 اثر سیبک :پیوست
6-4 اثر «پلتیر» :پیوست
7-4 اثرتامسون :
وقتی جریان الکتریکی از رسانا می گذرد که دما افت حرارتی بیشتر از طولش داشته باشد و گرما از طریق رسانا جذب یا خارج شود و در اینجا این سوال پیش می آید که آیا گرمای جذب شده یا به بیرون انتقال داده شده بستگی به جریان الکتریکی و دمایی که افت حرارت در آن ایجاد شده است یا خیر ؟ این اتفاق توسط تامسون صورت گرفت که اصول کلی را در بر
می گیرد اما نقش چندان مهمی در عملکرد نمونه های عملی ترموکوپل ندارد به این دلیل به رسمیت شناخته نشده است .
8-4 اصول کلی نمونه های ترموالکتریک مواد :
مواد ترموالکتریکی :
اغلب مواد نیمه رسانای ترموالکتریک در دستگاههای خنک کننده TE امروزی آلیاژ بیسموت تلورید که به طور مناسب بخش های تک یا عناصری که خصوصیات جدا N و P را دارد بکار برده می شوند . اغلب مواد ترموالکتریک با متبلور کردن فلز یا فشار به پودر فلزکاری تشکیل شده اند . هر روش ساخت دارای مزایای خاص خودش است اما زمانی که تحت هدایت هستند این مواد رشد می کنند و به رشدی بیش از حد معمول می رسند . علاوه بر   ، مواد ترموالکتریکی دیگری موجود است مانند   ، سیلیکون ، ژرمانیوم   و (Bi-Sb )  آلیاژهایی که شاید در موقعیت های خاص بکار برده شده باشند .
حداکثر   در میان دمای محدود بسیار مناسب و بیشتر از عملکردهای خنک سازی است .
مواد    :
متبلور کردن مواد   دارای چندین ویژگی است که مزایای آن در اینجا بحث خواهد شد که ناشی از ساختار بلوری کردن   به مقدار خیلی زیاد است که در طبیعت سرد می شوند . این نتایج در مواد الکتریکی سبب ایجاد مقاومت ویژه ای که تقریباً بزرگتر از محور رشد بلور (C-axis) است به نسبت حالت عمودی است . علاوه بر این قابلیت رسانایی گرما حدوداً 2 برابر بزرگتر از محور C در جهت عمودی است از زمانی که مقاومت این حالت بیشتر از قابلیت رسانایی گرما است بیشترین کار در این حالت رخ می دهد به این دلیل عناصر ترموالکتریک در نمونه خنک سازی جمع می شوند ، بنابراین محور رشد بلور موازی طول یا بلندی هر ماده است . بنابراین محور عمودی  لایه سفال می باشد . یکی دیگر از ویژگی های جالب   این است که مربوط به ساختار بلوری مواد می شود . بلورهای   در لایه هایی که اتم مشابه دارد ، درست می شود . و زمانی که لایه های   با هم نگه داشته می شوند توسط قیدهم ظرفیت که مربوط به نزدیک بودن لایه ها است . در نتیجه با متبلور کردن   این لایه ها را جدا می کنند .    که رفتاری 0بسیار شبیه به ورقه های میکاست . خوشبختانه ورقه ورقه کردن صفحات بطور کلی موازی به محور C است و مواد کاملاً محکم هستند . زمانی که در نمونه خنک سازی ترموالکتریک به هم متصل می شود . مواد   توسط متبلورکردن فلز تولید می شوند  و به نوعی در قالب ساخته می شوند یا شکل می گیرند و سپس به ورقه هایی با ضخامت های گوناگون تقسیم می شوند . بعد از اینکه منابع به طور درست آماده شد آنگاه به قطعات کوچکتقسیم می شود که شاید نمونه هایی از خنکسازی ترموالکتریک باشند . بخش هایی از مواد   که معمولاً به آن عناصر یا قطعات کوچک بریده شده نیز می گویند . همچنین با فشردن پودر فلزکاری ساخته می شود .
9-4 نمونه های خنک سازی ترموالکتریک :
دستگاه خنک سازی ترموالکتریک دارای دو یا چند مواد نیمه رسانا که به طور الکتریکی به مجموعه ها و از نظر حرارتی با هم برابرند مربوط می شود . این عناصر ترموالکتریک و اتصالات داخلشان به نوعی میان دو ظرف سفالی است که این لایه ها سبب می شود که ساختار سرتاسری با هم از نظر مکانیکی نگه داشته شوند و اجزاء هر یک را به طور الکتریکی و از سطوح خارجی جدا شده ، از هم جدا می کنند . بعد از اینکه بخش ها و اجزاء گوناگون نمونه درست شد ، نمونه های دیگری از ترموالکتریک تقریباً   (  تا   اینچ ) اندازه شان و   (  تا   اینچ) بلند ساخته می شوند . هر دو نمونه N وP   مواد ترموالکتریک در دستگاه خنک سازی ترموالکتریک بکار برده می شوند . این قرارگیری سبب می شود گرما از دستگاه خنک کننده حرکت کند و زمانی که جریان الکتریکی بر می گردد و متناوباً میان لایه های بالا و پایین از میان عناصر N و P قرار می گیرد . از مواد  نوع N الکترون های زیادی عبور می کنند (بیشتر الکترون ها در ساختار مولکولی موجودند ) بطوریکه در مواد نوع N الکترون های کمتری عبور می کند (الکترون های کمتری در ساختار مشبک موجود است ) بیشتر الکترون ها در مواد N و حفره ها هستند که در نتیجه آن الکترون های کمتری در مواد P وجود دارد که انرژی گرمایی از میان مواد ترموالکتریک عبور می دهند .  دستگاه خنک کننده ترموالکتریک با گرما حرکت می کند و در نتیجه جریان الکتریکی را بیشتر از نمونه های خنک سازی ترموالکتریک ساخته شده با تعدادی از عوامل نوع P و N در جایی که N و P شکل گرفته اند جفت می کند  که دارای دو جفت P و N است و به اصطلاح به آن مدل به هم پیوسته نیز می گویند . شکل2

شکل2
تغییرات پی در پی گرما (گرمایی که فعالانه پمپ می شود از میان نمونه ترموالکتریک) به نسبت بزرگی در جریان الکتریکی DC بکار می روند . گوناگونی بازده از صفر به بیشترین حد می رسد و ممکن است باعث تعدیل آن شود که میزان جریان گرما و دما را کنترل می کند .
10-4 موارد مورد توجه
عملکرد در هر گرایشی :
TE ها در هر جهتی و در هر محیطی که جاذبه زمین صفر است بکار برده می شوند بنابراین در بسیاری از فضاهای ماوراء جو مورد استفاده قرار می گیرند .راه درست تهیه کردن نیرو :
مدل TE بطور مستقیم از منبع نیروی DC  کار می کند و این نمونه ها دارای ولتاژ زیاد و جریاناتی هستند که این نوسان وسیع جریان (PWM) در بسیاری از موارد مورد استفاده قرار می گیرند .
محل خنک سازی :
بادستگاه خنک کننده TE ممکن است بتوان یک منطقه یا ترکیب خاص را خنک کرد در نتیجه آن اغلب لازم به خنک کردن ، بسته بندی یا محدوده بندی نیست .
قابلیت تولید نیروی الکتریکی :
در عمل بصورت معکوس بکار برده می شود با بکار بردن دمای گوناگون برای دستگاه خنک کننده TE ممکن است که مقدار کمی نیروی DC  تولید کند .
شرایط مساعد از لحاظ محیطی :
سیستم های خنک سازی به طور قراردادی ساخته نمی شوند و بدون استفاده از کلروفلوروکاربن یا مواد شیمیایی دیگر که برای محیط زیست مضر است و در دیگر شیوه های ترموالکتریک بکار برده نمی شود یا ممکن است یک نوع گاز دیگر تولید شود .
دستگاه خنک کننده ترموالکتریک.
، گاهی اوقات به آن ترموالکتریک یا دستگاه خنک کننده «پلیتر» نیز می گویند . که نیمه رسانای است که دارای اجزا و ترکیبات الکترونیکی است که عملکردهایی مانند گرم کردن با پمپ را در بر می گیرد .منبع نیرو با ولتاژ پایین DC با مدل TE کار می کند . گرما از آن محدوده به طرف دیگر حرکت خواهد کرد ، بنابراین . یک طرف خنک می شود وقتی که هنوز طرف دیگر همزمان گرم است ، مهم است به خاطر داشته باشید زمانی که این اتفاق معکوس می شود که به موجب آن قطبش نیز تغییر
می کند. (مثبت و منفی) و ولتاژ DC سبب می شود که گرما به طرف دیگر برود، در نتیجه ، ترموالکتریک به کار برده می شود برای گرم سازی و خنک سازی در نتیجه بسیار مناسب است برای کنترل دقیق دمای مورد استفاده قرار می گیرد .
11-4 نظریه تبدیل حرارت اتلافی به نیروی محرکه در خودروها

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

در اواخر تابستان امسال یک ماده ترموالکتریک جدید برای گرفتن انرژی از حرارت و گرمای اتلافی در موتورها بر روی خودروهای بی.ام.و ، فورد و شورولت آزمایش خواهد شد.
حداقل دو سوم انرژی تولید شده حاصل از احتراق سوخت های فسیلی مانند بنزین و گازوییل در خودرو ها و کامیون ها به هدر رفته و به عنوان ضایعات حرارتی از اگزوز خودرو خارج می شود. ترموالکتریک ها مواد نیمه هادی و نیمه رسانایی هستند که حرارت و گرما را به انرژی الکتریکی تبدیل می کنند، می توانند حرارت و گرمای هدر رفته را دریافت  و از آن مجددأ استفاده کرده و نیاز به سوخت در خودروها را تا حدودی کاهش دهند و به میزان 5 درصد باعث صرفه جویی در هزینه های سوخت خودرو می شوند. اما راندمان پایین در ازای هزینه های بالا و گران قیمت بودن، مواد ترموالکتریک موجود و متداول را از ورود عملی و کاربردی به دستگاه ها و وسایل دور نگه داشته است.اما حالا محققان در حال مونتاژ اولین نمونه اولیه از ژنراتورهای ترموالکتریک هستند که آن را در خودروهای تجاری و خودروهای شاسی بلند SUV بتوانند مورد آزمایش قرار دهند.این دستگاه ها اوج پیشرفت هایی هستند که مرکز ساخت تجهیزات ترموالکتریک شرکت BSST در آیرویندل کالیفرنیا و مرکز A&D کمپانی جنرال موتورز واقع در وارن میشیگان ساخته می شوند. هر دو شرکت قصد دارند نمونه های اولیه ساخته شده خود را در اواخر تابستان امسال برای آزمایش بر روی خودروها نصب و راه اندازی کنند. شرکت BSST این کار را بر روی خودروهای فورد و بی.ام.و و شرکت جنرال موتوز این سیستم را بر روی خودروهای SUV شورلت آزمایش می کنند. شکل 3

شکل 3

شرکت BSST از مواد جدید تلورید بیسموت که یک ماده ترموالکتریک متداول است و دارای تلوریوم گران قیمت بوده و فقط در دماهایی بالاتر از 250 درجه سانتی گراد کار می کند به طور متداول استفاده می کند. این درحالیست که ژنراتورهای ترموالکتریک می توانند به دمای 500 درجه سانتی گراد برسند. بنابراین شرکت BSST از خانواده دیگری از ترکیبات ترموالکتریک که شامل هافنیوم و زیرکنیوم هستند و در دماهای بالا کارایی بهتری دارند برای این پروژه استفاده می کند که این مواد می توانند راندمان و کارایی ژنراتور را به میزان 40 درصد افزایش دهند.در شرکت جنرال موتور محققان در حال مونتاژ مراحل نهایی نمونه اولیه ژنراتور ترموالکتریک هستند اما با نوید یک کلاس و رده جدید از ترموالکتریک ها بنام اسکاترادیتس که نسبت به تلورید ها ارزانتر هستند و در دماهای بالا کارکرد بهتری دارند. مدلسازی های کامپیوتری شرکت نشان می دهد که در خودروی مورد آزمایش که یک دستگاه شورلت ساباربان SUV می باشد، این دستکاه می تواند 350 وات انرژی تولیدکرده و به میزان 3 درصد مصرف سوخت را بهبود ببخشد.جورجی میسنز یکی از دانشمندان و محققان جنرال موتورز می گوید ساخت و تولید اسکاترادیتس که شامل عناصر کمیاب و نادری مانند کبالت و آرسنید می باشد دارای پروسه و روند پیچیده ای است و ترکیب کردن آنها درون وسایل و دستگاه ها بسیار مشکل است و چالش بسیار مهم ایجاد تماس و ارتباط الکتریکی و گرمایی خوب و مناسب است چراکه تغییرات گرمایی بزرگ در طول دستگاه تنش ها و فشارهای مکانیکی بر روی محل های تماس ترموالکتریکی وارد می آورد که باعث تنزل عملکرد دستگاه می شود و ما با انتخاب مناسب مواد می توانیم مقاومت را تحت تاثیر قرار دهیم و به این مشکل فائق آییم. چالش کلیدی دیگر ادغام و یکپارچه کردن دستگاه درون خودرو ها و وسایل نقلیه است. محققان در حال حاضر یک ژنراتور تلورید بیسموت را در یک SUV آزمایش کرده اند.میسنز هم چنین اضافه می کند که در حقیقت دستگاه درون سیستم اگزوز خودرو جای می گیرد. یک مقطع از لوله اگزوز برش داده شده و دستگاه که شبیه به یک انباره یا صدا خفه کن است در آنجا قرار می گیرد. هدف از طراحی بهینه این است که بتوان طراحی را به سمتی پیش برد که سیستم های خودرو د هم ادغام شوند نه اینکه به عنوان یک سیسم جداگانه فضایی برای خود اشغال کنند و این نکته در طراحی این سیستم رعایت شده است.محققان دو شرکت جنرال موتورز و BSST هم چنین نیاز دارند راه هایی را برای ساخت و تولید حجم بالتری از مواد جدید و ارزان پیدا کنند. میسنز پیش بینی می کند که دست کم 4 سال دیگر ژنراتور های ترموالکتریک را می توان در تولید خودروها مورد استفاده قرار داد.
اساسی برای کاربران درباره تونایی دستگاه خنک کننده ترموالکتبیک داده شده است که با ارائه این نمونه ، مفید است . یک نوع مرحله ترموالکتریک در یک مخزن گرمایی است که دمای اتاق را نگه می دارد و سپس به یا باطری مناسب متصل می شود . یا به دیگر منابع نیروی DC متصل می گردد . طرف سرد نمونه تقریباً به دمای   می رسد . در این لحظه نمونه بدون گرما پمپ می شود و به بیشترین میزان ولتاژ T  می رسد . اگر گرما به تدریج به طرف سرد نمونه اضافه شود ، قسمت سرد دمایش بالا می رود و سرانجام برابر قسمت گرما می شود . در این هنگام دستگاه خنک کننده TE به بیشترین میزان گرما می رسد .دستگاههای خنک کننده ترموالکتریک به یخچالهای مکانیکی کنترل کنند با همان قوانین بنیادی ترمودینامیک و سیستم های سردسازی اگرچه به طور قابل ملاحظه ای در فرم متفاوت هستند عملکردشان به یک صورت می باشد . در سیستم های سردسازی مکانیکی دستگاه فشار برای فشردن هوا به مایع فشار می آورد در میان سیستم سرما راپخش می کند . فضای تبخیر کننده یا منجمد کننده که به نقطه جوش می رسد طی مراحل تدریجی مداوم تبخیر می شود . دستگاه سرد کننده گرما را می گیرد (جذب می کند) به همین علت است که دستگاه سرد
می شود . گرمای جذب شده توسط دستگاه سرد کننده به طرف دستگاه منقبض کننده حرکت می کند . در جایی که سردکننده تراکم را به محیط انتقال می دهد در سیستم سردسازی ترموالکتریک پیش بینی می شود که یک نوع نیمه هادی جای مایع سرد کننده را می گیرد و منقبض کننده جایگزین قسمت گرمایی می شود . دستگاه فشردن هوا جایگزین منبع نیروی DC می شود .
استفاده از نیروی DC  در ترموالکتریک به این علت است که الکترون ها به طرف مواد نیمه هادی حرکت می کنند . در انتهای قسمت سردکننده مواد نیمه هادی گرما را جذب می کنند توسط حرکت الکترون ها و از میان مواد حرکت می کنند و قسمت انتهایی گرم کننده از آن خارج می شود تا زمانی که قسمت انتهایی گرم کننده مواد بطور فیزیکی به مخزن گرما متصل شده است گرما از مواد به طرف مخزن می رود و سپس در عوض به محیط انتقال داده می شود . قائده کلی فیزیکی به روی دستگاههای خنک کننده سرماساز ترموالکتریک جدید نزدیک به سال 1800 بر می گردد . اگرچه نمونه های TE تجاری تا سال 1960 در دسترس نبوده اند اولین کشف مهم مربوط به ترموالکتریسیتی در سال 1821 رخ داد . زمانی که یک دانشمند آلمانی به نام توماس سیبک پی برد که جریان الکتریکی در مدار جریان دارد که از دو فلز مختلف درست شده است که نقطه اتصال فلزات در دو دمای گوناگون می باشد . سیبک واقعاً متوجه نشد هرچند که مقدمات علم برای کشفش کافی نبود و اشتباه فرض می کرد که جریان گرما همانند جریان الکتریکی اثر مشابه دارد . در سال 1834 یک ساعت ساز فرانسوی و یک فیزیک دان به نام جین پولتیر بعد از بررسی اثر تحقیقات سیبک پی بردند که برعکس این اتفاق رخ می دهد وقتی که انرژی گرمایی در نقطه اتصال دو فلز گوناگون جذب شده و در نقطه برخورد دیگر زمانی که جریان الکتریکی در میان محدوده بسته ای جریان دارد ، تخلیه می شود . 20 سال پیش ویلیام تامسون توضیحی برای درک بهتر سیبک و پولتیر و روابطشان داد . هرچند حالا این اتفاق تنها در آزمایشگاه از روی کنجکاوی صورت می گیرد و بدون اینکه کاربرد عملی داشته باشد . در سال 1930 که یک داشمند روسی مطالعاتش را درباره برخی از کاربردهای ترموالکتریک شروع کرده بود و تلاش کرد نیرویی در ژنراتورها ایجاد کند که در محل هایی خارج از زمین مورد استفاده قرار گیرند . سرانجام این دانشمند روسی به نمونه های عملی ترموالکتریک توسعه یافته پی برد .
فصل پنجم
مصارف فن آوری ترموالکترک

1-5 مصارف فن آوری ترموالکترک:
یخچال ترمو الکتریکی
مولد ترمو الکتریکی
2-5 فرایند های ترموالکتریکی:
مقدمه:
فرایند ترموالکتریکی یکی از آخرین پیشرفت های رشته تبرید است که در آن برای گرفتن حرارت از یک محل وجا گذاشتن آن در محل دیگر، بجای استفاده از ماده سرما زا از انرژی الکتریکی به عنوان حامل گرما استفاده می شود. و کاربرد عمده آن در زمینه سرد کننده های قابل حمل،آب سرد کن ها و سرد کن دستگاههای علمی مورد مصرف در تحقیقات فضای است.در شکل بعد نمای از یک سیستم ترموالکتریکی را مشاهده میکنید.شکل 1

شکل 1

سیستم پلیته از یک رشته نیمه هادی تشکیل گردیده است و به گونه ای تعبیه شده اند که یک نوع از حاملهای بار (مثبت یا منفی) بخش زیادی از جریان را حمل نمایند.زوجهای به گونه ای شکل داده شده اند که از نظر الکتریکی با هم سری ولی از نظر گرمای با هم موازی می باشند .(شکل 2).لایه های بیرونی سرامیکی آنها فلزی شده تا بتواند هم گرما وهم جریان الکتریکی را منتقل کنند0

شکل 2
وقتی ولتاژ به سیستم ترمو الکتریک اعمال می شود حامل های بار منفی و مثبت در رشته قرص ها انرژی گرمای را از یک سطح لایه خروجی دریافت و آن را در سطح طرف دیگر آزاد می کنند. سطحی که انرژی گرمای از آن جذب می شود سرد میگردد و سطح مخالف که انرژی گرمای را دریافت می کند گرم می شود. با استفاده از این روش ساده ” تلمبه گرمای “: فن آوری ترمو الکتریکی از قبیل خنک کننده های دیودی کوچک ،یخچال های قابل حمل ، سرد کننده های مایع و غیره استفاده می شود. بسیاری از این واحد ها همچنین می توانند برای تولید توان الکتریکی در شرایطی استفاده کرد.کاربرد های جدید و اغلب جالب ترمو الکتریکی هر روز در حال پیشرفت است.
3-5 نمای کسترده واحد ترمو الکتریکی . شکل 3

شکل 3
4-5 یخپال ترموالکتریکی
مقدمه
در (شکل4) بعد یک واحد ترمو الکتریکی ساده که یک قطب به طرز خاصی عمل آورده می شود که نسبت به قطب دیگرالکترون ها را با سرعت بیشتری از خود عبور دهد.نشان داده شده است.

شکل 4
5-5 طرز کار سیستم ترموالکنریکی شکل 4 قبل:

شکل 5
بخاطر تمرکز الکترونها در ساختمان ملکول(P مثبت وN منفی) جریان که از طریق P بهN میرود احتیاج به انرژی دارد بنابراین هنگام عبور انرژی لازم را از فلز رابط گرفته و آن را سرد میکند (گرمای آنرا می گیرد ).هنگامی که در یک مجموعه ترموالکتریکی این فعل وانفعال پیش میاید بخش سرد سیستم گرمای فزای را که باید سرد شود را به خود می گیرد و مطابق (شکل 4) انرا در بخش گرم رها می کند. اگر قطب منفی یک منبع الکتریکی جریان مستقیم به ماده نوع P وصل شود (جای که کمبود الکترون دارد) صفحه مسی رابط PوNسرد شده وگرمای محیط را میگیرد (مانند سیستم ابتدای تبرید ترموالکتریکی( شکل 5) جریان الکتریکی از باطری واز طریق Pگه کمبود الکترون داردصورت میگیرد وگرمای سطح سرد بالای را گرفته وانرا به سطح سرد زیرین انتقال میدهد.در شکل های بعد می توان اندازه و چگونگی محاسبه ولتاژ را مشاهده کرد.

6-5 مقایسه سیستم های مختلف تبرید:
انتقال گرما توسط حامل های بار در یک سیستم ترموالکتریک خیلی شبیه به روشی است که خنک کننده های کمپرسی،گرما را در یک سیستم مکانیکی انتقال می دهند.در سیستم خنک کننده کمپرسی،مایعات گردشی گرما را از بار گرمایی به تبخیر کننده ای که گرما در آن میتواند پخش شود منتقل می کند.
7-5 مزایای سیستم ترمو الکتریک:
انتخاب فناوری سرمایشی خنک کننده های ترموالکتریکی به نیاز های خاص هر کاربرد بستگی دارد،اما خنک کننده های ترمو الکتریکی مزایای متفاوتی در مقایسه با سایر فن آوریها دارند.
خنک کننده های ترموالکتریکیTE هیچ قسمت متحرکی ندارند و بنابراین مراقبت کمتری لازم دارد.
آزمایش طول عمر نشان داده که طول عمر وسایل ترموالکتریکی TEبیش از هزار ساعت در شرایط کار پایدار است.
خنک کننده های ترموالکتریکی TEمحتوی کلرو فلورواید کربن یا موارد دیگری نیستند که نیاز به پر کردن مداوم داشته باشد
کنترل دما تا جزیی ترین درجه به راحتی با سیستم ترموالکتریکی TEممکن است .
خنک کننده های ترموالکتریکیTE در محیط هایی که خیلی مهم وخیلی حساس یا بسیار کوچک قابل استفاده هستند.
عملکرد خنک کننده های TEبستگی به محل وموقعیت هندسی ندارد.
جهت تخلیه گرما در یک سیستم TE کاملا قابل برگشت است. تغیر پلاریته منبع DC باعث می شود که گرما در جهت دیگری تخلیه شود.به این ترتیب یک خنک کننده نیز میتواند ماننده یک گرما زا عمل کند.
خنک کننده های ترموالکتریکیTE در محیط هایی که خیلی مهم وخیلی حساس یا بسیار کوچک
8-5 مولد ترمو الکتریکی( شکل 6)

( شکل 6)

از طرف دیگر با استفاده از فناوری ترموالکتریکی جریان مستقیم گردشی،گرما را از بار گرمای به گرما گیرهایی که گرما را به محیط بیرون انتقال می هند حمل می کند.هر طرح سیستم ترموالکتریک به تنهایی ظرفیت منحصر به فردی برای انتقال گرما بر حسب وات یا بی تی یو بر ساعت دارد این ظرفیت می توان تحت تاثیر عوامل بسیاری قرار گیرد .مهمترین متغیر ها دماهای محدوده،و مشخصه های الکتریکی وفیزیکی طرح ترموالکتریک به کار برده شده و بازده سیستم پخش گرما هستند.از کاربرد های معمولی ترموالکتریکی پمپ بارهای گرمای در محدوده ای از چندین میلی ولت تا صدها وات می باشد.
فصل ششم
ترموالکتریک در صنعت خوردو و کاهش مصرف سوخت ترموالکتریک در صنعت خوردو و کاهش مصرف سوخت1-6 تاریخپه
دانشمندی به نام «سی بک» در سال ۱۸۲۳ دریافت اگر محل اتصال دو فلز ناهمانند دارای اختلاف دمایی باشد، افت ولتاژ ایجاد می شود. بعدها این پدیده به نام «پدیده سی بک» شناخته شد. حالت معکوس این پدیده آن است که اگر افت ولتاژی در محل اتصال این دو فلز حفظ شود، یکی از آنها گرم و دیگری سرد می شود که به آن «پدیده Peltier» می گویند. در سال های بعد دانشمندان دیگری نشان دادند وقتی قطره آبی در محل اتصال سیم های فلزی ساخته شده از آنتیموان و بیسموت ریخته و جریان الکتریسیته اعمال شود، این قطره آب یخ خواهد زد و زمانی که جریان معکوس می شود، یخ ذوب می شود. این موضوع از اصول سرمایش ترموالکتریکی به شمار می رود. علت این پدیده آن است که الکترون ها حامل انرژی گرمایی هستند و می توانند توسط اعمال ولتاژ از باتری، از انتهای سرد به انتهای گرم حرکت کنند. بر این اساس حدود دو دهه بعد موضوع ساخت یخچال های ترموالکتریکی برای خانه ها مطرح شد که در آنها از نیمه هادی ها بهره گرفته شد. بعدها این موضوع به علت محدودیت در سرمایش توسعه چندانی نیافت ولی مثلاً در خودرو برای خنک کردن نوشابه مورد استفاده قرار گرفت. امروزه با توجه به افزایش قیمت حامل های انرژی در سطح جهان، دانشمندان در پی آن هستند که با بهره گیری از مواد ترموالکتریک بتوانند حرارت های ناخواسته را به این مواد اعمال کرده و الکتریسیته تولید کنند. یکی از مشهورترین این حرارت های ناخواسته همانا حرارت خروجی از اگزوز خودرو است که گروه های زیادی از محققان سعی در بهره برداری از این حرارت دارند.
خودروی شما بین ۷۰- ۶۰ درصد از انرژی ورودی را به صورت گرما هدر می دهد. این در حالی است که با افزایش کارایی مواد ترموالکتریک می توان این شرایط را تغییر داده و این حرارت را به الکتریسیته تبدیل کرد. همان طور که می دانید در موتورهای بخار از حرارت برای تولید بخار جهت به حرکت درآوردن تجهیزات استفاده می شود. همان طور که بیان شد، در تجهیزات ترموالکتریکی نیز به طریق مشابه می توان از حرارت برای حرکت الکترون ها در مسیر مورد نیاز بهره جست. از آنجایی که در اکثر تجهیزات مکانیکی و الکتریکی حرارت غیرمفید تولید می شود، می توان با بهره گیری از مواد ترموالکتریک از این حرارت مقادیر زیادی انرژی مفید به دست آورد. مطالب فوق بدان معنی است که با قرار دادن قطعات کوچکی از مواد ترموالکتریک در سطوح گرم یا داغ(مثل اگزوز خودروها یا پروسسور کامپیوترها)، می توان انرژی تولید کرد. البته مشکل اینجا است که مواد ترموالکتریک کنونی دارای راندمان پایینی هستند. این راندمان توسط عدد ZT (ZT figure) تعریف می شود. باید گفت به رغم چندین دهه پژوهش هنوز بهترین مواد ترموالکتریک دارای عدد ZT نزدیک به یک هستند و فقط زمانی که بتوان این عدد را به حدود ۳ تا ۴ رساند، می توان این روش را با دیگر روش های تولید برق مقایسه کرد. (پیوست 1)
Combustion30% EngineVehicle Operation100%40% Exhaust Gas30%Coolant5% Friction & Radiated25%Mobility & AccessoriesGasolineGasolinegasoline
2-6 بهبود راندمان
یکی از متغیرهای عدد ZT، مقدار حرارتی است که یک قطعه مشخص از مواد ترموالکتریک می تواند در یک لحظه به برق تبدیل کند. امروز به اثبات رسیده است که می توان این خاصیت را بهبود بخشید. جوزف هرمانس و ولادیمیر یوویچ از دانشگاه ایالتی اهایو روشی را برای تغییر این خاصیت در ماده تلورید سرب(مرسوم ترین ماده ترموالکتریک) یافته اند. اساساً درون ماده تلورید سرب تعداد معدودی الکترون با امکان دارا بودن انرژی کافی برای تبدیل حرارت به الکتریسیته وجود دارد. اصطلاحاً به این انرژی، انرژی یا سطح فرمی گفته می شود. افراد فوق الذکر در آزمایش های خود دریافتند با افزودن مقادیر کمی تالیم به ترکیب تلورید سرب می توان الکترون های بیشتری را به این سطح از انرژی رساند. این موضوع به دلیل رزونانس(تشدید) مناسب بین الکترون های موجود در تالیم با ماده تلورید سرب است.شکل 1

شکل 1
آزمایش ها نشان می دهد بهترین کارایی معجون تالیم با تلورید سرب، در دمای ۵۱۰-۲۳۰ درجه سانتیگراد حاصل شده است که این معادل دمای موتور خودروها است. ضمناً در دمای ۵۱۰ درجه سانتیگراد عدد ZT به ۵/۱ می رسد.(پیوست 2)
3-6 تلفیق دو راهکار
هرمانس می گوید؛«در سال ۲۰۰۶ پروفسور ماهانتی از دانشگاه ایالتی میشیگان موفق به محاسبه رزونانس خاص بین الکترون های تالیم و الکترون های اتم تلوریم شد.» شکل 2البته اوایل این سال ژیفنگ رن و گروه همکارش از کالج بوستون در ماساچوست توانسته بودند ماده ترموالکتریکی با عدد ZT معادل ۴/۱ را از روش دیگری تولید کنند. آنها به روش فیزیکی ساختمان کریستالی تلورید بیسموت، آنتیموان را به نحوی تغییر دادند تا حرارت عبوری از این ماده کاهش یابد و بدین طریق نسبت حرارت تبدیل شده به الکتریسیته افزایش یابد که این به معنی افزایش راندمان است. در این باره رن متذکر شده است؛«پس از دستاوردهای ما در زمینه بهبود عدد ZT اکنون زمان مناسبی برای مشاهده نتایج به دست آمده توسط هرمانس ویوویچ است.» یوویچ نیز می گوید؛«نکته جالب آن است که حالا ما می توانیم دیدگاه جدید خود را با دیدگاه جدید گروه رن در هم بیامیزیم. هر چند تخمین محدوده ZT حاصل از این تلفیق کار سختی است ولی واضح است که به عدد ZT بالاتر از ۵/۱ خواهیم رسید. »

شکل 2

6-4 تئوری در مرحله اجرا
همان طور که ذکر شد، با استفاده از گازهای بدبوی خروجی از اگزوز خودروها می توان مصرف سوخت خودرو را کاهش داد. اخیراً وزارت انرژی امریکا از خودروسازان خواسته است با به خدمت گرفتن انرژی اتلافی در اگزوز خودروها، مصرف سوخت را به میزان ۱۰ درصد کاهش دهند و محققان نیز درتلاشند به این هدف تعیین شده، دست یابند. شرکت جنرال موتورز در حال رسیدن به این هدف است ولی باید اذعان کرد این شرکت در این مسیر تنها نیست و یکی از زیرمجموعه های خودروسازی BMW به همراه دانشگاه ایالتی اهایو توجه خود را روی این موضوع معطوف کرده اند. نهایتاً این موضوع به بحث «مواد ترموالکتریک» مربوط شد. نباید فراموش کرد این بحث دربرگیرنده دانشی است که طی آن سعی می شود از اختلاف دما برای تولید الکتریسیته و برق استفاده کرد و برای رشد این دانش نیز هیچ زمانی بهتر از دوره کنونی نیست که قیمت سوخت افزایش یافته است و همه از راهکارهای صرفه جویی در مصرف سوخت حمایت می کنند. شکل 4

شکل 4

شکل4

–29

2.2.4.1 مولد مارکس
3.4.1 اصول کلید زنی در پلاسما
4.4.1 شبکه های شکل دهی پالس (PEN)
5.4.1 خط انتقال بلوملین (BLUMLEIN)
5.1 اهداف مورد بررسی در این پژوهش
6.1 نتیجه گیری
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده درپلاسما
1.2 مقدمه
2.2 توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی پلاسما
1.2.2 توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس
2.2.2 توپولوژی مبتنی بر مبدل های dc - dc
1.2.2.2 مبدل باک (Buck)
2.2.2.2 مبدل بوست (Boost)
فهرست مطالب
عنوان 3.2.2.2 مبدل باک - بوست (Boost -Buck)
4.2.2.2 مبدل کاک (Cuk)
5.2.2.2 مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم
3.2.2 توپولوژی مبتنی بر تقویت کننده های ولتاژ
4.2.2 توپولوژی مولدهای پالس مبتنی بر اینورترها
3.2 روش های کنترلی مورد استفاده در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.3.2روش کنترلی منبع ولتاژ
2.3.2روش کنترلی منبع جریان
4.3.2 روش کنترلی پسماند
4.2 نتیجه گیری
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.3 مقدمه
2.3 طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت
1.2.3 آرایش مداری توپولوژی پیشنهادی
2.2.3 حالت های کلید زنی توپولوژی پیشنهادی
3.2.3 تحلیل مداری توپولوژی پیشنهادی
4.2.3 محاسبه مقدارdv/dt تولید شده ناشی از کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
3.1.3 محاسبه مقادیر المان های منابع توان پالسی پلاسما
2.3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده منابع توان پالسی پلاسما
3.3.3 محاسبه انرژی ذخیره شده در حالت استفاده از خازن اضافی در منابع توان پالسی پلاسما
فهرست مطالب
عنوان 4.3 طراحی استراتژی کنترلی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
1.4.3 تحلیل روش کنترلی منبع ولتاژ برای توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
2.4.3 طراحی و تحلیل روش کنترلی منبع ولتاژ برای توپولوژی پیشنهادی در حالت دو طبقه
5.3 نتیجه گیری
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
1.4 مقدمه
2.4 روند شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی برای منبع توان پالسی پلاسما
1.2.4 تعیین مقادیر المان و مولفه های اصلی منابع توان پالسی پلاسما
2.2.4 روش مدل سازی بار در توپولوژی پیشنهادی
3.2.4 شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
4.2.4 شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی در حالت دو طبقه
3.4 تخمین انرژی ذخیره شده در منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
4.4 شبیه سازی dv/dt تولید شده ناشی از کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
5.4 نتیجه گیری
فصل پنجم - بحث و نتیجه گیری
- نتیجه گیری
- مراجع
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
فصل اول- آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل(1-1) نمایی از الکترودهای بکار رفته در پلاسما
شکل(1-2) منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
شکل (1-3) نمای کلی از ساختار منابع توان پالسی
شکل (1-4) منحنی مشخصات یک پالس تولید شده در منابع توان پالسی
شکل(1-5) نمونه ای از کمپرسور پالس مغناطیسی
شکل (1-6) نمونه ای از بانک خازنی بکار رفته در منابع توان پالسی
شکل(1-7) نمونه ای از مولد مارکس مورد استفاده در منابع توان پالسی
شکل (1-8) مدارهای اصلی مورد استفاده در منابع توان پالسی با المان های ذخیره ساز انرژی
شکل(1-9) نمونه ای از بانک خازنی با کلیدهای چندکاناله
شکل (1-10) آرایش مختلفی از شبکه نردبانی مورد استفاده در شبکه های شکل دهی پالس
شکل (1-11) آرایش خط انتقال بلوملین
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل (2-1) الف) نمونه ای از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس، ب) حالت شارژ مولد ، ج) حالت دشارژ شکل(2-2)مبدل باک (Buck) شکل(2-3)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل باک : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-4)مبدل بوست (Boost)
شکل(2-5)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-6)مبدل باک - بوست (Boost -Buck)
شکل(2-7) شکل موج های ولتاژ - جریان و مدارمعادل مبدل باک - بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
شکل(2-8) مبدل باک – بوست مثبت ( Positive Buck-Boost )
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
شکل (2-9) مبدل کاک (Cuk)
شکل (2-10)مدار معادل مبدل کاک در حالت های کلید زنی : الف) حالت وصل کلید ب) حالت قطع کلید
شکل (2-11) شکل موج های جریان و ولتاژ مبدل کاک در حالت های کلید زنی
شکل (2-12) مبدل تشدید با کلیدزنی نرم
شکل (2-13)تقویت کننده ولتاژ N طبقه کوک کرافت – والتون
شکل (2-14) توپولوژی های کنترلی مورد استفاده در یک منبع توان پالسی پلاسما
شکل (2-15)روش کنترلی منبع ولتاژ در منابع توان پالسی پلاسما
شکل(2-16)روش کنترلی منبع جریان مورد استفاده در منابع توان پالسی پلاسما
شکل(2-17)روش کنترلی حلقه جریان پسماند برای کنترل جریان سلفی در منابع توان پالسی پلاسما
شکل (2-18) روش کنترلی پسماند برای منابع توان پالسی پلاسما
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل(3-1) شمای کلی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت منبع توان پالسی
شکل (3-2) منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی با یک مجموعه کلید- دیود- خازن
شکل (3-3) منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی با دو مجموعه کلید- دیود- خازن
شکل (3-4) مدل سازی توپولوژی پیشنهادی جهت تحلیل حالات کلیدزنی در منبع توان پالسی
شکل(3-5) حالت کلیدزنی شارژ شدن سلف در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-6) حالت کلیدزنی عبور جریان سلفی در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-7) حالت کلیدزنی شارژ همزمان خازن ها در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-8) حالت تامین بار در توپولوژی پیشنهادی
شکل(3-9) حالت کلید زنی شارژ جداگانه خازن ها در توپولوژی پیشنهادی
شکل (3-10) فلوچارت کنترلی پیشنهادی
فهرست شکل ها
عنوان صفحه
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع
توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
شکل (4-1) شبیه سازی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی – یک طبقه
شکل(4-2) شبیه سازی روش کنترلی منبع ولتاژ در توپولوژی پیشنهادی
شکل(4-3) مولفه ولتاژ توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه: (الف) کلید Ss (ب) کلید S1
شکل(4-4) مولفه جریان کلید بارSL توپولوژی پیشنهادی در حالت یک طبقه
شکل (4-5) شبیه سازی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی – دو طبقه
شکل(4-6) مولفه ولتاژ توپولوژی پیشنهادی - دو طبقه درحالت کلید زنی همزمان: (الف) خازنC1 یا کلید S1 (ب) خازنC2 یا کلید S2 (ج) کلید SL
شکل(4-7) مولفه های اصلی توپولوژی پیشنهادی - دو طبقه درحالت کلید زنی جداگانه: (الف) ولتاژ خروجی (ب) جریان سلفی (ج) جریان خروجی(بار) IL (د) ولتاژ ورودی
شکل (4-8) شبیه سازی پیشنهادی جهت تخمین میزان انرژی ذخیره شده
شکل(4-9) تخمین انرژی ذخیره شده در توپولوژی پیشنهادی: (الف)انرژی ذخیره شده در سلف (ب) انرژی ذخیره شده درخازن (ج) انرژی ذخیره شده در بار
شکل(4-10) جریان خازنی در حالت کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
فهرست جدول ها
عنوان صفحه ه
فصل اول- آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول(1-1) شرح نواحی منحنی دشارژ گازی ولتاژ - جریان حالت dc پلاسما
جدول (1-2) خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی برای کاربردهای مختلف
جدول(1-3) دامنه پالس های تولید شده در منابع توان پالسی
جدول (1-4)مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری
جدول (1-5)مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733
جدول(1-6) کلیدهای نیمه هادی گازی در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
فصل دوم- بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول(2-1) شاخص های کلیدی مبدل های dc - dc
جدول(2-2) شاخص های کلیدی مبدل های تشدید با کلید زنی نرم
فصل سوم - طراحی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول( 3-1) شاخص های کلیدی توپولوژی های مورد استفاه در منایع توان پالسی پلاسما
فصل چهارم- شبیه سازی توپولوژی پیشنهادی مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
جدول (4-1) مقادیرمولفه و المان های اصلی منبع توان پالسی پلاسما مبتنی بر توپولوژی پیشنهادی
جدول(4-2) مقادیر dv/dt تولید شده در حالت کلیدزنی گذرای توپولوژی پیشنهادی
جدول(4-3) خلاصه ای از مقایسه بین دو آرایش مختلف توپولوژی پیشنهادی منبع توان پالسی پلاسما
2
2
3
5
5
6
8
10
11
14
15
17
18
18
19
20
20
20
22
22
23
25
صفحه
26
28
30
32
34
35
35
36
37
39
40
41
42
42
44
48
51
51
52
53
54
صفحه
55
55
56
58
59
60
61
61
62
62
63
65
67
69
70
72
73
76
3
4
6
8
8
9
9
10
11
16
17
22
23
24
25
26
27
28
28
29
29
30
31
34
35
36
37
38
38
42
43
43
44
45
46
47
47
48
57
63
64
64
65
65
66
67
68
69
70

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

4
6
7
13
13
15
32
32
41
62
70
71
لیست علایم و اختصارات
AC ) Alternating Current جریان متناوب (
BJT ) Bipolar Junction Transistorترانزیستور پیوند دو قطبی (
CCM ) Continuous-Conduction-Modeحالت هدایت پیوسته (
CDVM ( Capacitor-Diode Voltage Multiplier)تقویت کننده ولتاژ دیود و خازن
CSR ) Converter Series Resonanمبدل تشدید سری (
DC ) Direct Currentجریان مستقیم (
EMI ) Electromagnetic Interferenceتداخلات الکترومغناطیسی (
EMC ) Electromagnetic Compatibilityسازگاری الکترومغناطیسی (
HV ) High Voltageولتاژ بالا (
IGBT ) Insulated Gate Bipolar Transistorترانزیستور دوقطبی گیت عایق شده (
MBL )Multistage Blumlein Linesخطوط بلوملین چند طبقه ای (
MFC ) Magnetic Flux Compressorکمپرسور شار مغناطیسی (
MG ) Marx Generatorمولد مارکس (
MOSEFET ) Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistorترانزیستورنیمه هادی اکسید فلزی با اثر میدان(
MPC )Magnetic Pulse Compressorکمپرسور پالس مغناطیسی (
MVM ) Multilevel Voltage تقویت کننده ولتاژ چند سطحی (
PEF ( Pulsed Electric Fieldمیدان الکتریکی پالسی (
PFC ) Power Factor Correctorsتنظیم کننده های ضریب قدرت (
PFN ) Pulse Forming Networkشبکه شکل دهی پالس (
SMPS (Switched-Mode Power Supply)روش کلید زنی منابع توان پالسی
ZCS )Zero Current Switchingکلید زنی جریان صفر (
ZVS ) Zero Voltage Switchingکلید زنی ولتاژ صفر (
فصل اول

آشنایی با ساختار منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما

1.1مقدمه
اساس فناوری سیستم توان پالسی بر پایه ذخیره انرژی زیاد در زمان نسبتا طولانی و آزاد کردن خیلی سریع آن می باشد که هدف از فرآیند آزاد سازی انرژی، افزایش توان لحظه ای آن است. از مشخصه های کلیدی منابع توان پالسی می توان به سطح ولتاژ و مدت زمان افزایش آن که بر مبنای مشخصات بار مورد نیاز تعیین می شود، اشاره کرد]1[. روش های سازگاری منابع توان پالسی با بارهای متفاوت توسط تکنولوژی موجود، یکی از بحث های کلیدی فناوری سیستم توان پالسی مورد استفاده در پلاسما می باشد. استفاده از دانش پیشرفته و رویکردهای اخیر در الکترونیک قدرت و نیمه هادی ها به حساب سطح نیازمندی صنعتی و علمی آن است که باعث پیشرفت سریع منابع توان پالسی در دهه اخیر شده است.از ویژگی های بارز منابع توان پالسی جهت افزایش راندمان و قابلیت اطمینان آن، پیچیدگی ها و ریزه کاری آن است]2[. کنترل بهینه روند تولید توان در منابع تولید توان پالسی یک روش مهم و حیاتی برای افزایش راندمان می باشد. از سوی دیگر استفاده از منابع توان پالسی با ولتاژ بالا نیازمند کلیدهای قدرت بالا می باشد که ولتاژ شکست و زمان کلید زنی آن محدودی است.
2.1 آشنایی با پلاسما
واژه "پلاسما" برای اولین بار در سال 1927 توسط ایروین لانگمویر برای یک توده خنثی از ذرات باردار به کار رفت]3[. پلاسما را می توان با ایجاد یک اختلاف پتانسیل بین دو الکترود در یک محیط گازی بوجود آورد. میدان الکتریکی ایجاد شده بین دو الکترودهای آند و کاتد، باعث یونیزاسیون ذرات گاز خنثی و ایجاد مسیر هدایت می شود. در شکل(1-1) نمونه ای از الکترودها را نشان داده شده است. ساده ترین حالت، خطوط میدان الکتریکی بین آند و کاتد که در آن میدان الکتریکی تقریبا یکنواخت است، به اندازه و شکل الکترودها(دو الکترود مسطح با یک شکاف کوچک در میان شان است) بستگی دارد]4[.

شکل(1-1) نمایی از الکترودهای بکار رفته در پلاسما
1.2.1 منحنی دشارژ گازی ولتاژ – جریان پلاسما
شکل (1-2) منحنی دشارژ گازی ولتاژ – جریان الکترودها را در حالت dc نشان می دهد]5[. این منحنی دارای چند ناحیه می باشد که نام نواحی در جدول (1-1) به صورت خلاصه بیان شده است. ناحیه دشارژ تاریک پلاسما، که در آن دشارژ شروع می شود. هر چند که برای ایجاد حالت شکست، این دشارژ به صورت کافی ذرات را تحریک نمی کند. به این دشارژ تاریک می گویند زیرا که در این حالت دشارژ هیچ گونه انتقال انرژی به الکترون ها صورت نمی گیرد تا منجر به انتشار نور مرئی شود. در دشارژ تاریک با یونیزاسیون، یون ها والکترون ها به تنهایی اشعه های کیهانی و اشکال دیگری از آن (مانند اشعه یونیزه کننده طبیعی) که با افزایش ولتاژ همراه است، تولید می کند. در حالت اشباع با یونیزاسیون، تمام ذرات باردار حذف و الکترون ها به علت یونیزاسیون انرژی کافی ندارند. در حالت تاونزند با شروع یونیزاسیون، میدان الکتریکی ایجاد و جریان و ولتاژ به صورت نمایی افزایش می یابد]6[. بین حالت تاونزند و شکست در پلاسما، ممکن است تخلیه کرونا صورت گیرد که در نتیجه میدان الکتریکی بر روی لبه های تیز الکترود متمرکز می شود. تخلیه کرونا می تواند به صورت مرئی یا تیره باشد که به میزان جریان عبوری از آن بستگی دارد. ناحیه دشارژ تابشی با حالت شکست شروع می شود و با تشکیل قوس الکتریکی به پایان می رسد. به طور عمده فرآیندهایی که منجر به شکل گیری حالت شکست و دشارژ تابشی می شود را می توان به دو گروه اصلی تقسیم کرد: (الف) فرآیندهای گازی پلاسما، که در آن یونیزاسیون از برخورد الکترون و یون صورت می گیرد. (ب) فرآیندهای کاتدی پلاسما، که در آن الکترون ها از کاتد آزاد می شوند. به این فرآیند، به علت ایجاد الکترون در آن، فرآیند ثانویه نیز می گویند]7[. با مطالعه مقالات منتشر شده در این مورد می توان دریافت که جنس کاتد تاثیر زیادی درایجاد حالت شکست دارد. توسط فرآیند ثانویه می توان انواع انرژی تابشی را بصورت فتوالکتریک که در آن انرژی نوری باعث آزاد شدن الکترون ها می شود انتشار داد. در این مورد می توان به حالت گرما یونی در پلاسما نیز اشاره کرد، که در آن انرژی حرارتی باعث ایجاد الکترون و منجر به تولید میدان الکتریکی می شود. جرقه های ناشی از دشارژ در این حالت بسیار شدید است و دارای درخشندگی و چگالی جریان زیادی می باشد. قوس های ناشی از دشارژ را می توان معادل چگالی جریان زیاد در حد کیلو آمپر در سانتیمتر مربع در نظر گرفت. هرچند که شدت طبیعی قوس می تواند عامل فرسایش سریع تر الکترودها شود]9،8[.

شکل(1-2)منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
جدول(1-1) شرح نواحی منحنی دشارژ گازی ولتاژ-جریان حالت dc پلاسما
شماره 1 2 3 4 5 6 7 8 9
نواحی دشارژ تاریک دشارژ تابشی حالت جرقه ای حالت یونیزاسیون حالت اشباع حالت کرونا حالت تاونزند حالت شکست حالت تابشی
شماره 10 11 12 13
نواحی حالت تابشی غیر عادی حالت انتقالی از تابشی به جرقه حالت حرارتی حالت حرارتی با جرقه
3.1 جنبه های کاربردی منابع توان پالسی در پلاسما
اولین کاربرد منابع توان پالسی در دهه 1960 در نیرو گاه های هسته ای و تسلیحات هسته ای برای تولید پالس های با ولتاژ مگاولت و توان های تراوات (1 تراوات، 1000 گیگاوات است) و عرض پالس های چند ده نانو ثانیه تا چند صد نانو ثانیه برای تحریک شتاب دهنده های الکترونی پلاسما بوده است]10[. محدودیت عناصر ذخیره کننده انرژی و نبود تکنولوژی کلیدزنی پالس قدرت، مانع از گسترش آن در حوزه های عمومی تر شده بود. اما هم اکنون با توسعه این منابع و بهبود تکنولوژی ساخت خازن ها، اندوکتانس ها و کلیدها، بسیاری از مشکلات در تولید پالس های قدرت، با انرژی بالا و قیمت مناسب برطرف شده است. اخیرا یکی از اهداف اصلی و کلیدی جهت افزایش راندمان و قابلیت اطمینان سیستم های توان پالسی ،استفاده مکرر از مولدهای توان پالسی باحداکثر توان در صنایع از جمله : صنعت مواد غذایی، معالجات پزشکی، آب و فاضلاب (تصفیه آب و...)، تولیدگازهای ازن ،بازیافت بتن ، سیستم احتراق ماشین بخار و کاشت یون در پلاسما می باشد]11[. رایج ترین موارد استفاده از منابع توان پالسی می توان به : مولد مارکس ، کمپرسورهای پالسی الکترومغناطیسی ، عایق کاری ، خطوط انتقال و شکل دهی پالس اشاره کرد. هر چندکه مولدهای توان پالسی نیز با حداکثر توان به صورت وسیعی در مصارف نظامی و گداخت هسته ای مورد بهره برداری قرار می گیرد. هم چنین میدان های الکتریکی پالسی کاربردهای مستقیم و غیر مستقیم بسیاری در صنعت دارند و اخیرا کاربرد این میدان ها در استریلیزه کردن مواد غذایی مورد توجه بسیاری قرار گرفته است]12[. خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی مورد نیاز برای کاربردهای متفاوت در جدول(1-2) شرح داده است.
4.1مبانی عملکرد منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
اصول فناوری توان پالسی، از ذخیره سازی انرژی بیش از یک مدت زمان طولانی (معمولا ثانیه یا دقیقه) و سپس فرآیند تخلیه انرژی الکتریکی را در طول کوتاه تر از زمان ذخیره انرژی (معمولا میکروثانیه یا نانوثانیه)انجام پذیرد.
جدول (1-2) خلاصه ای از مشخصات منابع توان پالسی برای کاربردهای مختلف
ردیف کاربردها انرژی الکتریکی طول پالس حداکثرتوان پالس توان متوسط
1 فیزیک پلاسما با چگالی انرژی بالا 20 مگا ژول 10 نانو ثانیه کمتر از ده ترا وات 5 گیگا وات
2 رادیو گرافی با پرتو الکترونی قوی 200 کیلو ژول 70 نانو ثانیه بیشتر از یک ترا وات 10 گیگا وات
3 مایکروویو توان بالا (باندباریک) 10 کیلو ژول 100 نانو ثانیه 100 گیگا وات 100 کیلو وات
4 مایکروویو توان بالا (باندخیلی پهن) 10 ژول 1 نانو ثانیه 10 گیگا وات 10 کیلو وات
5 تبدیل مواد با پرتو الکترونی 10 کیلو ژول 100 نانو ثانیه 30 گیگا وات اندک
6 بیو الکتریک 1 میلی ژول 100 نانو ثانیه 10 کیلو وات تا 100 مگا وات چند میلی وات تا چند وات

ساده ترین شکل سیستم های توان پالسی با توجه به شکل(1-3) شامل: یک منبع انرژی الکتریکی، ذخیره ساز میانی انرژی و بار است که مرحله تشکیل پالس بین آنها قرار دارد. سیستم توان پالسی در مرحله تشکیل پالس دارای یک کلید قدرت بالا است که می تواند انرژی ذخیره شده را به بار یا یک سیستم پیچیده تر (شامل شبکه ای از کلید های قدرت بالا) انتقال دهد.
بار
شکل دهنده پالس
ذخیره ساز میانی
منبع انرژی
کلیدکلید

شکل (1-3)نمای کلی از ساختار منابع توان پالسی
با بررسی مطالعاتی درباره تکنولوژی های به کار رفته در منابع توان پالسی پلاسما، می توان با توجه به عملکرد و کارایی، آنها را در 5 بخش اصلی خلاصه کرد که به شرح ذیل می باشد:
1.4.1مشخصات پالس های قدرت بالا در منابع توان پالسی
همان طور که می دانید هر سیستم توان پالسی متشکل از یک منبع، شبکه ذخیره کننده انرژی، تجهیزات شکل دهنده پالس، کلید و بار الکتریکی است. منبع انرژی را در برخی از کاربردها می توان باتری در نظر گرفت که به شبکه ذخیره کننده انرژی متصل و سپس در ارتباط با تجهیزات شکل دهنده پالس قرار می گیرد و پس از کلید زنی به صورت پالس ولتاژ بالا بر روی بار تخلیه می گردد]13[. با توجه به سطوح مختلف توان الکتریکی مورد نیاز، فناوری تولید توان پالسی به دو شاخه پالس های کم قدرت و قدرت بالا تقسیم می شود. پالس های قدرت بالا مرتبط با پالس هایی است که توانی در حد چند مگاوات یا بیشتر دارند که محدوده کمیت های فیزیکی این گونه پالس ها در جدول (1-3) به اختصار بیان شده است. تولید و کنترل پالس های قدرت بالا، نوعی فناوری پیشرفته و پیچیده به شمار می رود و به ابزارها و تکنیک های خاصی جهت انجام آزمایش ها نیازمند است. در سیستم های توان پالسی انرژی به صورت الکتریکی ذخیره و به بار درطی یک پالس و یا پالس های کوتاه با نرخ تکرار کنترل شده ای تخلیه می گردد. مقدار قدرت میدان الکتریکی، شکل پالس، مدت پالس و تعداد پالس ها و... بیشترین تاثیر را بر راندمان و قابلیت اطمینان منابع توان پالسی دارد.
جدول(1- 3) دامنه پالس های تولید شده در منابع توان پالسی
ردیف کمیت فیزیکی محدوده کمیت فیزیکی
1 انرژی (ژول) 101 -107
2 توان (وات) 106 -1014
3 ولتاژ(ولت) 103 -107
4 جریان (آمپر) 103 -107
5 چگالی جریان (آمپر برمترمربع) 106 -1011
6 عرض پالس(ثانیه) 5-10 -10-10
با بالا و پایین رفتن شکل موج ولتاژ، طول مدت پالس بین چند نانوثانیه و یا چند میکرو ثانیه اندازه گرفته می شود. به عنوان نمونه در شکل (1-4) منحنی یک پالس قدرت بالا را نشان داده شده است. زمان صعودی پالس، مدت زمان لازم برای رسیدن ولتاژ از10% به 90% ( مقدار ماکزیمم) تعریف می شود و می توان زمان نزولی را به روشی مشابه تعریف کرد.که هر دو زمان (صعودی و نزولی) یک پالس قدرت بالا به امپدانس بار بستگی دارد]14[.
در چند دهه اخیر فناوری تولید پالس های ولتاژ بالا توسط کمپرسورهای پالس مغناطیسی با توجه به کاربردهای گوناگون آن در حوزه منابع توان پالسی بسیار حائز اهمیت است . شکل (1-5) یک نمونه رایج از این نوع کمپرسورها را نشان می دهد.

شکل (1-4) منحنی مشخصات یک پالس تولید شده در منابع توان پالسی
توپولوژی های مختلفی می توان برای منابع توان پالسی با توجه به ادوات الکترونیک قدرت، مولدهای پالسی و کمپرسورهای پالس مغناطیسی در نظر گرفت . که از جمله می توان به طراحی یک منبع توان پالسی مبتنی بر کمپرسور جریان مغناطیسی خطی و شبکه شکل دهی پالس بلوملین برای ادوات الکتریکی نظامی (از جمله : شوک دهنده ها) اشاره کرد]15[.

شکل(1-5) نمونه ای از کمپرسور پالس مغناطیسی
2.4.1ذخیره سازی انرژی الکتریکی
انرژی مورد نیاز منابع توان پالسی عموما از منابع انرژی کم توان جمع آوری و به مرور ذخیره می شود. متناسب با کاربردها و احتیاجات، ذخیره انرژی به شکل خازنی ، سلفی یا ترکیبی از این دو است. ذخیره سازی انرژی خازنی، معمولا توسط تعدادی از خازن های ولتاژ بالا که اتصال آنها به صورت موازی یا سری است ، تشکیل می شود. حالت اول را بانک خازنی که در شکل (1-6) و حالت بعدی را مولد مارکس می نامند.که در شکل (1-7) نمونه ای از مولد مارکس را نشان داده است]16[.

شکل (1-6) نمونه ای از بانک خازنی بکار رفته در منابع توان پالسی
در هر دو حالت، خازن ها به صورت موازی شارژ می شوند و معمولا به عنوان منبع جریان استفاده می شوند. مولدهای مارکس، ولتاژ و جریان بالا را فراهم می سازند بنابراین در منابع توان بالای پالسی پلاسما به صورت گسترده ای مورد استفاده قرار می گیرند.

شکل(1-7) نمونه ای از مولد مارکس مورد استفاده در منابع توان پالسی
برای ذخیره سازی اندوکتیو انرژی از القاگرهای مغناطیسی استفاده می شود. بر خلاف حالت ذخیره سازی خازنی که انرژی مستقیما با بستن کلید به بار منتقل می شود در این حالت نخست انرژی از ذخیره ساز القایی (که در این حالت می تواند یک سیم پیچ باشد) عبور کرده و سپس به بار منتقل می شود. برای تحویل انرژی ذخیره شده سلفی به بار، با باز کردن یک کلید قدرت بالا که جریان مدار نیز از آن عبور می کند و با بار اتصال موازی دارد ، نیاز است. برای تحویل انرژی ذخیره شده خازنی به بار، با بستن یک کلید قدرت بالا که جریان مدار نیز از آن عبور می کند و اتصال سری با بار دارد ، نیاز است . شکل (1-8) مدارهای اصلی این دو حالت را نشان می دهد. برای بهبود پالس تولید شده می توان از این دو حالت به صورت ترکیبی در شرایط گوناگون با توجه به مشخصات بار مورد نیاز استفاده کرد.

شکل (1-8) مدارهای اصلی مورد استفاده در منابع توان پالسی با المان های ذخیره ساز انرژی
1.2.4.1 بانک خازنی
در بانک های خازنی برای تولید پالس های سریع، مطلوب است که میزان اندوکتانس مدار در وضعیت حداقل قرار گیرد. چندین راه برای کاهش اندوکتانس سیستم توان پالسی وجود دارد: برای مثال، می توان به استفاده از خازن های با ظرفیت کم، انتخاب ابعاد مناسب برای خطوط انتقال و سیم های رابط، استفاده از کلیدهای موازی چند کاناله و... اشاره کرد. مزیت استفاده از کلید چند کاناله این است که جریان عبوری از هر کلید به طور قابل ملاحظه ای کاهش می یابد و در نتیجه طول عمر کلید افزایش خواهد یافت لیکن هزینه ها افزایش می یابد. در این حالت، عملکرد هم زمان کلیدهای قدرت بالا سیستم توان پالسی پلاسما که به صورت موازی با هم اتصال دارند، ضروری است و در غیر این صورت ، سیستم به خوبی کار نخواهد کرد.برای حل این مشکل می توان از مدارکنترلی خارجی استفاده کرد به گونه ای که هریک از کلیدها از خارج سیستم فعال شوند که در شکل (1-9) نشان داده است.
به منظور دست یابی به ولتاژهای خروجی بالاتردر سیستم های توان پالسی پلاسما، بانک های خازنی اغلب به صورت دوقطبی شارژ می شوند که در آن نصف خازن ها به طور مثبت و نصف دیگر به صورت منفی شارژ و سپس به صورت متوالی دشارژ می شوند. در نتیجه ولتاژی بدست می آید که دو برابر ولتاژ ورودی سیستم است. در حالت شارژ دو قطبی، می توان از آرایش تک کلیدی یا چند کلیدی استفاده نمود. اما استفاده از آرایش چند کلیدی در شرایطی که عملکرد مکرر سیستم توان پالسی به صورت پیوسته مورد نیاز است، مفیدتر است.زیرا که در عملکرد مکرر سیستم اگر تمام جریان از یک کلید عبور کند ، خرابی الکترودهای آن مشکل آفرین خواهد بود]17[.

شکل(1-9) نمونه ای از بانک خازنی با کلیدهای چندکاناله
2.2.4.1 مولد مارکس
در حوزه پالس های قدرت بالا، تقاضا برای مولدهای مارکس زیاد است. این نوع ژنراتورها باید قادر به تامین ولتاژهای بالا و جریان های زیاد باشند. هم چنین شاخصه های کلیدی اجزای آن دارای قابلیت اطمینان و طول عمر بالا و در عین حال به صورت فشرده می باشد به گونه ای که بتوان مجموعه ای از مولدهای مارکس را بدون استفاده از فضای زیاد مورد استفاده قرار داد. در مولد مارکس مانند بانک های خازنی از خازن ها برای ذخیره سازی انرژی استفاده می گردد، اما در این حالت تمام خازن ها هنگام دشارژ به طور لحظه ای اتصال سری پیدا می کنند. بنابراین از مولد مارکس نه فقط به عنوان یک ذخیره ساز انرژی ، بلکه به صورت یک تقویت کننده ولتاژ نیز مورد استفاده قرار می گیرد]18[. اگر مولد مارکس متشکل از N طبقه باشد در این حالت ولتاژ خروجی N برابر ولتاژ ورودی می گردد. حال اگر تعداد زیادی طبقات برای افزایش ولتاژ استفاده شود، قابلیت اطمینان سیستم توان پالسی کاهش می یابد. هم چنین برای افزایش جریان ، از خازن های بزرگ نیز استفاده می شود، با توجه به فشردگی سیستم و طول عمر کلیدها با مشکلاتی در این زمینه روبرو خواهیم شد. تکنیک شارژ دوقطبی یک روش عملی است که امکان استفاده از طبقات زیاد را در شرایط کم حجم بودن سیستم فراهم می سازد. یک راه حلی که می توان برای افزایش قابلیت اطمینان مولد مارکس توان پالسی با توجه به تعداد زیاد طبقات آن ارائه داد، عبارت است از انتخاب α و β با توجه به رابطه (1-1)، به گونه ای که هر دو مقدار افزایش یابند و هم چنین استفاده از پالس کنترلی قدرتمند برای راه اندازی مدارات کنترلی هر یک از کلیدهای سیستم توان پالسی نیز موثر است.
(1-1)
*که در رابطه فوق ، Vsb : ولتاژشکست ، Vch : ولتاژشارژ، Vtr : ولتاژپالس کنترلی است.
انواع متفاوتی از مولدهای مارکس برای کاربردهای خاصی طراحی می شوند. یکی از آنها، مولدمارکس نواری است که برای ایجاد پالس های ولتاژ پایین طراحی می شود. در این نوع مولدهای مارکس، از خطوط انتقال نواری شکل به جای خازن های ذخیره ساز انرژی استفاده می گردد. یعنی خطوط انتقال نواری به صورت موازی شارژ و به صورت متوالی دشارژ می شوند. بنابراین هر خط انتقال برای تولید پالس های ولتاژی پله ای شکل می باشد و از این رو اتصال سری آنها به عنوان یک مولد پالس سریع عمل می کند. قابلیت تولید پالس سریع ، یکی از مزیت های اصلی این نوع مولدها به شمار می رود. اشکال عمده مولدهای مارکس نواری، ابعاد نسبتا بزرگ آنها است و به دلیل ساختار هندسی خاص، امکان فشرده سازی برای این نوع مولدها امکان پذیر نیست. در جدول (1-4) مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری به اختصار بیان شده است]19[.
نوع دیگری از مولد مارکس که قادر به تولید پالس سریع است، مولد مارکس قطعه ای نامیده می شود. که از تعدادی قطعات یکسان تشکیل گردیده است که به راحتی به یکدیگر متصل یا از هم جدا می شوند.
جدول (1-4)مشخصات دو مدل از مولد مارکس نواری
ردیف مشخصات مدلI مدلII
1 تعداد طبقات 50 100
2 ولتاژ پیک پالس(کیلوولت) 400 1000
3 جریان پیک پالس (کیلو آمپر) 4 4
4 پهنای پالس (نانو ثانیه) 40 40
5 امپدانس منبع(اهم) 125 250
این ویژگی امکان تنظیم تعداد طبقات مورد نیاز را برای کاربر فراهم می سازد. هر طبقه متشکل از تعدادی خازن سرامیکی است که به صورت موازی با یکدیگر اتصال پیدا می کنند تا اندوکتانس سیستم توان پالسی کاهش یابد. با توجه به ظرفیت کم خازن های سرامیکی، معمولا چنین مولدهایی به عنوان منابع جریان زیاد در سیستم توان پالسی عمل می کنند، اما امکان تنظیم ولتاژ خروجی را نیز فراهم می سازند. جدول (1-5) مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733 نشان داده است. ویژگی های اصلی مولد مارکس قطعه ای عبارت است از:
الف ) خازن ها در مرحله ذخیره سازی همگی به صورت موازی اتصال دارند به گونه ای که اندوکتانس در به حداقل می رسد.
ب) یک کلید خلا قدرت بالا با زمان کلیدزنی سریع برای کنترل پهنای پالس مورد استفاده قرار می گیرد ]20[.
جدول (1-5)مشخصات مولد مارکس قطعه ای مدلA 43733
ردیف مشخصات مدل A 43733
1 تعداد طبقات مستقل 12
2 ولتاژ شارژ(کیلوولت) 25
3 ولتاژ خروجی(کیلوولت) 300
4 جریان خروجی (کیلو آمپر) 5
5 پهنای پالس (نانو ثانیه) 30
6 راندمان ولتاژ (درصد) %50
3.4.1 اصول کلید زنی در پلاسما
در کاربردهای توان پالسی قدرت بالا به کلیدهایی نیاز است که توانایی تحمل توان تا حد تراوات و زمان شکست الکتریکی آن در گستره نانو ثانیه واقع شود. کلیدهای معمولی از قبیل نمونه هایی که در کاربردهای عادی ولتاژ بالا مورد استفاده قرار می گیرند جهت برآورده کردن این نیازها مناسب نیستند. بنابراین توسعه انواع جدید کلیدها بر مبنای تکنولوژی انتقال انرژی در پلاسما اجتناب ناپذیر است. کلیدهای قدرت بالا به دو گروه کلیدهای باز و بسته تقسیم می شوند.
همان طور که در مقدمه ذکر شد، در سیستم های توان پالسی پلاسما مهم ترین المان در قسمت شکل گیری پالس، کلید قدرت بالا هستند. هم چنین برای انتقال مقادیر زیادی از انرژی ذخیره شده با دامنه بالا و طول پالس کوتاه به سر بار نیز استفاده می شود، بنابراین با توجه به مشخصات بار، این کلیدها باید دارای ویژگی کار با ولتاژ وجریان زیاد (با سطح ولتاژی بین 10 کیلوولت تا چند مگاولت) و دامنه زمان صعودی کوتاه( درحد نانو ثانیه تا چند میکرو ثانیه) را داشته باشند. برای چندین دهه است که کلیدهای پلاسمایی را با مشخصه انتقال انرژی خوب و قابلیت تحمل بالای ولتاژ آن می شناسند. از کلیدهای پلاسمایی نوع بسته را می توان به اسپارک گپ های گازی، ایگنترون ها،تایترون ها و... اشاره کرد که برای بررسی جزئیات بیشتر می توان به منابع مراجعه کرد]21,22[
استفاده از کلیدهای حالت جامد پلاسمایی به صورت کمپکت با تجهیزات جانبی(مدارات کنترلی و ...) با توجه به کارایی مطلوب آن در بازه زمانی طولانی ، دامنه کاری وسیع آن و عمر مفید بالای کلیدها با توجه به نرخ خرابی کم در این کلیدها که منجر به افزایش قابلیت اطمینان و راندمان سیستم های توان پالسی می شود، روبه افزایش است. با این حال قابلیت های فعلی این کلیدها از جمله : ولتاژ شکست و حداکثر جریان عبوری، هنوز هم قادر به تحمل پارامترهای کلیدی سیستم های توان پالسی بزرگ و پیچیده مورد استفاده در پلاسما نمی باشند. جدول (1-6) به طور خلاصه به برخی از پارامتر های اصلی کلیدهای گازی نوع بسته پلاسمایی مانند اسپارک گپ ها و ... هم چنین برای کلیدهای حالت جامد مانند تریستور، IGBT و ماسفت اشاره می شود.
ردیف
نوع کلید حداکثر جریان (کیلو آمپر) ولتاژ شکست
(کیلو ولت) افت ولتاژ مجاز
(ولت)
1 اسپارک گپ 1000-10 100 20
2 ایگنترون 10-1 30 150
3 تایترون 100-5 35 200
4 تریستور 50-1 5-1 2
5 IGBT 1 1 3
6 ماسفت 0.1 1 1
جدول(1-6) کلیدهای نیمه هادی با حالت گازی در منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
در سیستم های توان پالسی بستن کلیدهای پلاسمایی که در حالت عادی باز هستند، برای تحریک مدار به کار می رود. شکل کلی این نوع کلیدها به صورت دو الکترود با یک عایق در میان آن می باشد. به طور کلی تحریک کلیدها با افزایش بار حامل عایق های میانی آن به نوع کلید و ساختار گوناگون آن بستگی دارد. با توجه عملکرد بار حامل در این کلیدها، حالت شکست یا عمل بسته شدن کلید انجام می پذیرد.
4.4.1 شبکه های شکل دهی پالس
در سیستم توان پالسی پلاسما دو هادی الکتریکی که بین آنها ولتاژ اعمال شود و بتواند جریان الکتریکی را انتقال دهد، به عنوان خط انتقال در نظر گرفته می شود. در بسیاری موارد هیچ تمایز مشخصی بین خط انتقال و یک مدار الکتریکی عادی وجود ندارد. که در این حالت دو عامل طول هادی ها و طول موج ولتاژ اعمالی تعیین کننده است. اگر طول موج ولتاژ اعمال شده در مقایسه با طول هادی ها بسیار بلند باشد می توان دو هادی را به عنوان یک مدار الکتریکی در نظر گرفت در غیر این صورت باید آنها را در قالب خط انتقال مورد تحلیل قرار داد. خطوط استاندارد انتقال در سیستم های توان پالسی، که به صورت تجاری تولید می شوند و معمولا از نوع هم محور هستند، دارای امپدانس 50 اهم هستند. البته دست یابی به دیگر امپدانس ها با ایجاد خطوط شکل دهی پالس نواری امکان پذیر است. اگر این خطوط در ولتاژ های بالایی قرارگیرند این روش، هزینه بر و مشکل است. مشکل دیگر مربوط به سرعت انتشار امواج الکترومغناطیسی در خطوط انتقال است. می دانیم که سرعت انتشار متناسب با نفوذپذیری نسبی یا ثابت دی الکتریک ماده ای است که برای عایق کاری بین دو رسانای سازنده خط به کار برده می شود. ماده ای که به طور متداول مورد استفاده قرار می گیرد، نوعی پلاستیک پلیمر مانند پلی پروپیلن است که ثابت دی الکتریک آن تقریبا کوچک است. از این رو سرعت انتشار موج بر روی این خط در حدود 108*2 متر در ثانیه و معادل 20 سانتیمتر در هر نانو ثانیه است. بنابراین برای ایجاد یک پالس به طول یک میکرو ثانیه با استفاده از یک خط شکل دهنده پالس، به خط انتقالی معادل 100 متر نیاز خواهد بود. برای تولید پالس های طولانی استفاده از این روش امکان پذیر نیست مگر آن که از خط های نواری که با موادی با ثابت دی الکتریک بالا عایق بندی شده اند، استفاده گردد.
یکی از روش های تحلیل و بررسی شبکه های شکل دهی پالس، شبیه سازی خط با استفاده از شبکه نردبانی متشکل از سلف و خازن ها است که در شکل (1-10) نشان داده است. انرژی آزاد شده از این خط که ناشی از پالس های مربعی است معمولا در خازن های شبکه نردبانی ذخیره می شوند.این شبکه به عنوان یک شبکه تغذیه کننده ولتاژ نیز شناخته می شود. با توجه به امکان ذخیره سازی مغناطیسی انرژی در القاگر های شبکه، در این حالت به آن شبکه تغذیه کننده جریان نیز می گویند. اطلاعات بیشتر در مورد مشخصات امپدانسی، معادلات تبدیل و ویژگی های انتشار و... در یک شبکه نردبانی LC را می توان درمرجع ]23[ مشاهده کرد.

شکل (1-10)آرایش مختلفی از شبکه نردبانی مورد استفاده در شبکه های شکل دهی پالس
5.4.1 خط انتقال بلوملین
یک ایراد مهم شبکه های شکل دهی پالس در سیستم توان پالسی پلاسما آن است که در شرایط تطبیق امپدانس ، دامنه پالس روی بار الکتریکی برابر با نصف دامنه ولتاژ شارژ کننده است. این مشکل را می توان با استفاده از خط شکل دهنده پالس بلوملین برطرف کرد. یک خط انتقال بلوملین از دو خط انتقال ساده که به یکدیگر متصل شده اند، تشکیل می گردد. این دو خط به صورت موازی باردار و به صورت سری تخلیه می شوند. در صورت صحت اتصالات در ورودی و بار ، دامنه ولتاژ خروجی در آنها تا دو برابر سطح ولتاژ خروجی یک خط انتقال خواهد رسید. خط بلوملین را می توان به صورت استوانه ای یا به شکل صحفه ای موازی ساخت. در بیشتر کاربردهای پالس های قدرت بالا، فضای بین استوانه ها با نوعی دی الکتریک مایع ، نظیر روغن یا آب پر می شود. یک کلید در بین استوانه های میانی و داخلی برای کنترل ولتاژ خط وجود داردکه در شکل(1-11) نشان داده شده است. شعاع استوانه ها را به گونه ای انتخاب می شوند که امپدانس مشخصه در تمام طول خط یکنواخت باشد و ولتاژ مورد نیاز تامین گردد. معمولا بار الکتریکی بین استوانه های داخلی و خارجی متصل می شود و تغذیه ولتاژ ورودی از طریق استوانه میانی صورت می گیرد. به طور ایده آل خط بلوملین را به گونه ای طراحی می کنیم که دارای ولتاژ و جریان خروجی زیاد ،با راندمان انتقال انرژی وتوان نزدیک به یک باشدکه در نتیجه باعث افزایش قابلیت اطمینان و کاهش ابعاد آن می شود.

شکل (1-11) آرایش خط انتقال بلوملین
5.1 اهداف مورد بررسی در این پژوهش
بهبود قابلیت اطمینان و راندمان در منابع توان پالسی با توجه به کاربرد آن در پلاسما ارتباط اساسی با مشخصات سیستم های توان پالسی دارد. اخیرا با توجه به استفاده متعدد از منابع توان پالسی در حوزه های صنعتی و هسته ای ، تحقیقات و بررسی زیادی در مورد استفاده بهینه فناوری توان پالسی صورت گرفته است. با توجه به مطالعات صورت گرفته در این زمینه ، این پایان نامه، یک توپولوژی جدید مبتنی بر مبدل باک – بوست مثبت را پیشنهاد می کند که می توان با مدل کردن یک منبع جریان در منابع توان پالسی، امکان کنترل شدت جریان را در حالت تغذیه بارداشته باشیم. بخش اصلی در این آرایش استفاده از کلید های نیمه هادی با ولتاژ کاری مناسب برای تولید ولتاژ های بالا می باشد. در خروجی این توپولوژی تعداد مشخصی از کلید – دیود – خازن به منظور تبادل انرژی منبع جریان با توجه به نوع ولتاژ و تولید توان پالسی کافی با مقدار ولتاژی مناسب طراحی شده است. با شبیه سازی در محیط نرم افزاری MATLAB/SIMULINK، کارایی و قابلیت اجرا بودن این توپولوژی به اثبات رسیده است که بهبود راندمان و قابلیت اطمینان منبع توان پالسی از مزایای کاربردی و مهم آن است
6.1 نتیجه گیری
در این فصل ابتدا به بررسی فناوری سیستم های توان پالسی و حوزه های کابردی آن پرداخته شد و سپس جهت آشنایی با محیط پلاسما منحنی ولتاژ- جریان مورد تحلیل قرار گرفت و در انتها تکنولوژی های به کار رفته در منابع توان پالسی پلاسما با توجه به آرایش ساختاری شان ارائه شد. با توجه به اهمیت بهبود راندمان و قابلیت اطمینان منابع توان پالسی ، در فصل بعدی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی پلاسما مورد بررسی و تحلیل قرار می گیرد و توپولوژی پیشنهادی با توجه به تاثیر آن در افزایش قابلیت اطمینان و راندمان انتخاب می شود.

فصل دوم

بررسی توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما

1.2 مقدمه
استفاده از منابع توان پالسی در فرآیندهای مختلف پلاسما با توجه به ارتباط برقرار شده بین آنها رو به افزایش است. با توجه به تحقیقات به عمل آمده در این مورد، طراحی منابع توان پالسی با هدف کاهش تلفات و افزایش راندمان می تواند تاثیرات کلیدی درکاربردهای پلاسما (از جمله تصفیه سازی مایعات و...) بگذارد. برای درک بهتر از ماهیت منابع توان پالسی و اثرات متقابل آن برحوزه های توسعه یافته پلاسما، با طراحی یک منبع توان پالسی که متشکل از المان های الکترونیک قدرت می باشد می توان روند استفاده از منابع توان پالسی در پلاسما را ارتقا داد.
2.2 توپولوژی های موجود برای منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما
تکنولوژی کلیدهای قدرت بالا با توجه به نوع کاربرد آن در منابع توان پالسی پلاسما و نسبت به تغییر و تحولات صورت گرفته در عرصه فناوری قطعات نیمه هادی الکترونیک قدرت، متفاوت و گوناگون هستند. تریستور IGBT,،ماسفت و ... نمونه ای از کلیدهای قدرتی هستند که به عنوان کلیدهای نیمه هادی حالت جامد شناخته می شوند. در منابع توان پالسی پلاسما برای داشتن dv/dt بالا، نیاز به کلید زنی سریع (کلیدزنی آن حالت گذرای کوچکی داشته باشد) است و این مشخصه ، نقش کلیدی در شکل گیری توپولوژی منابع توان پالسی پلاسما دارد. درکلیدهای قدرت بالا مورد استفاده در سیستم های توان پالسی، بازه زمانی کلید زنی با حالت گذرا و روند جابجایی و انتقال سیگنال عبوری آن از نانو ثانیه تا میکرو ثانیه است. کلیدزنی گذرا مستقیما برروی کارایی و قابلیت اطمینان سیستم های توان پالسی تاثیر می گذارد و از هدایت الکتریکی ادوات نیمه رسانا سیستم جلوگیری می کند. اکثر منابع توان پالسی مورد استفاده در پلاسما مشخصات مقاومتی – خازنی دارند. بنابراین در توپولوژی پیشنهادی یک منبع جریان برای تامین بارها ضروری است. در این فصل به بررسی توپولوژی های موجود و روش های کنترلی آن می پردازیم :
1.2.2 توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس
معمولا ازکلیدهای گازی اسپارک گپ مغناطیسی در کلید زنی منابع توان پالسی پلاسما مورد استفاده قرار می گرفت اما اخیرا با توجه به استفاده گسترده از تکنولوژی حالت جامد در مولدهای مارکس توان پالسی، عملکرد سیستم را از لحاظ راندمان و قابلیت اطمینان بهبود بخشیده است. شکل (2-1) نمونه ای از مولد مارکس را در در حالت شارژ و دشارژ نشان داده است. برای آشنایی با کارایی این توپولوژی در پلاسما به چند مورد از کاربردهای آن با شرح توضیحات اشاره می شود. از مولد مارکس در این توپولوژی می توان به عنوان منبع تحریک در پلاسما استفاده کرد. مدار ارائه شده در این حالت از دو مولد مارکس حالت جامد با اتصال موازی با استفاده از ترانزیستورهای دوقطبی به عنوان کلید بسته استفاده می شود. در این توپولوژی زمان بازدهی ترانزیستورهای دوقطبی در حالت شکست بهمنی به صورت سریع افزایش می یابد. در این طراحی با توجه به پلارتیه مثبت و منفی پالس ها به راحتی می توان تغییراتی از جمله : افزایش مقدار بازدهی یا کاهش مقدار ولتاژ خروجی را داشته باشیم. در مطالعه دیگری، توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس، شامل یک مدولاتور مارکس متشکل از IGBT های مجزا و مدار تشدید پالس مغناطیسی است که برای فشرده سازی پالس خروجی مارکس و کاهش تاثیر نسبتا تدریجی فعالیت IGBT در مدولاتور مارکس است. استفاده از این توپولوژی درسطح ولتاژی مختلف برای منابع توان پالسی پلاسما دارای شاخصه های کلیدی است که به طور خلاصه می توان به آن اشاره کرد: در ولتاژ 1.3 کیلوولت، استفاده از یک تقویت کننده ولتاژ بالا به همراه مولد مارکس متشکل ازکلیدهای ماسفت الزامی است. در ولتاژ 2000 ولت، نیاز به مولد مارکس 20 طبقه است که در هر طبقه آن شامل مجموعه ای از IGBT و دیود و خازن است.
فناوری مولدهای مارکس را می توان با جایگزین کردن کلیدهای حالت جامد مانند IGBT ها و مجموعه های دیود و خازن متصل به آن ، به جای کلید های گازی اسپارک گپ در سیستم های توان پالسی پلاسما ارتقا بخشید که در نتیجه سیستم های توان پالسی ارائه شده دارای ویژگی هایی از قبیل سادگی و فشردگی ابعاد، قابلیت اطمینان بالا و عمر مفید طولانی می باشد. با توجه به مزایای زیاد استفاده از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس ، می توان بسیاری از کاربردهای ولتاژ بالای پلاسما را به این توپولوژی اختصاص داده شود]24[.

شکل (2-1) الف) نمونه ای از توپولوژی مبتنی بر مولد مارکس ،ب) حالت شارژ مولد ، ج) حالت دشارژ
2.2.2 توپولوژی مبتنی بر مبدل های Dc - Dc
در میان تمام توپولوژی های مورد استفاده در سیستم های توان پالسی پلاسما توسط ادوات الکترونیک قدرت، توپولوژی مبتنی بر مبدل هایdc-dc از اهمیت ویژه ای برخوردار است. تغییرات سطح ولتاژی مناسب یکی از نیازهای اساسی در بسیاری از کاربردهای منابع توان پالسی پلاسما می باشد. برای بسیاری از دستگاه ها و مدارات کنترلی سیستم توان پالسی پلاسما یک ترانسفورماتور که عهده دار تبدیل ولتاژ سیستم می باشد، مورد نیاز است. استفاده از ترانسفورماتورها به همراه مبدل های dc-dc را می توان به عنوان یک روش عملی و موثر برای افزایش قابلیت اطمینان و راندمان سیستم های توان پالسی پلاسما ارائه کرد. حالت های کلید زنی منابع توان پالسی به عنوان یک روش کاربردی برای بارهای غیر خطی پلاسما شناخته شده است. از مبدل های dc-dc نیز می توان به عنوان رگولاتور در حالت کلیدزنی منابع توان پالسی استفاده کرد تا یک ولتاژ dc که معمولا به صورت تنظیم نشده است را به یک ولتاژ خروجیdc تنظیم شده تبدیل کند. عمل رگولاتوری درحالت کلیدزنی، توسط فناوری مدولاسیون پهنای پالس(PWM) در یک فرکانس ثابت انجام می شود و المان های کلیدزنی معمولا یک ترانزیستور دو قطبی یا ماسفت است. حالت کلیدزنی گذرا، اثرات زیان باری بر کیفیت توان و راندمان منابع توان پالسی دارد. برای سنجش کیفیت توان منابع توان پالسی که به یک شبکه توزیع شده پلاسما متصل است باید هارمونیک تزریقی جریان و توان راکتیو سیستم را درنظر گرفت. برای افزایش کیفیت توان و کاهش اثرات هارمونیک های جریان سیستم توان پالسی، می توان از تنظیم کننده های ضریب قدرت در انواع مختلف (اکتیو و راکتیو) استفاده نمود.
توپولوژی مبتنی بر مبدل هایdc-dc در منابع توان پالسی پلاسما، شامل مبدل های: باک، بوست، باک- بوست و کاک است که می تواند به صورت تک کاناله یا چند کاناله مورد استفاده قرار گیرد]25[. مشخصات این مبدل ها به صورت خلاصه به شرح ذیل می باشد:
1.2.2.2 مبدل باک
در یک مبدل باک، ولتاژ خروجی کمتر از ولتاژ ورودی است. شکل(2-2) مدار معادل آن را نشان می دهد. عمل مداری مبدل باک در دو مرحله کلیدزنی طراحی و بررسی می شود.

شکل(2-2)مبدل باک
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان ورودی که در حال افزایش است از داخل سلف (L) و خازن(C) و مقاومت بار (R) به جریان می افتد.
مرحله دوم: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=t1 قطع می شود. دیود هرزگرد(D) به دلیل انرژی ذخیره شده در سلف همچنان هدایت می کند و جریان سلفی از سلف، خازن، بار و دیود هرزگرد(D) می گذرد. با کاهش جریان سلفی، ترانزیستور SW مجددا در سیکل بعدی وصل می شود.
مبدل باک ساده بوده زیرا فقط به یک ترانزیستور احتیاج دارد و راندمان بالایی دارد. مقدار di/dt جریان بار توسط سلف (L) محدود می شود. اما جریان ورودی متغیر بوده و معمولا به یک فیلتر ورودی بالانس کننده احتیاج است. این فیلتر یک پلارتیه برای ولتاژ خروجی و جریان خروجی یکسو شده فراهم می کند. در وضعیتی که احتمال اتصال کوتاه شدن مسیر دیود وجود داشته باشد مدار حفاظت نیز لازم است. مدار معادل وضعیت مبدل باک در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان – ولتاژ آن در شکل (2-3) نشان داده شده است

شکل(2-3)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل باک : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
2.2.2.2 مبدل بوست
در یک مبدل بوست، ولتاژ خروجی از ولتاژ ورودی بیشتر است. شکل(2-4) مدار معادل آن را نشان می دهد.عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است.

شکل(2-4)مبدل بوست
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان ورودی شروع به زیاد شدن کرده و از سلف (L) و ترانزیستور SW می گذرد.
مرحله دوم: هنگامی آغاز می شودکه ترانزیستور SW درt=t1 قطع می شود. جریانی که تاکنون از ترانزیستور SW عبور می کرد، حال از سلف (L)، خازن (C)، دیود هرزگرد(D) و بار می گذرد. با کاهش جریان سلفی در سیکل بعدی ترانزیستور SW مجددا وصل می شود و انرژی ذخیره شده در سلف (L)، به بار منتقل می شود. مدار معادل وضعیت مبدل افزاینده در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان – ولتاژ آن در شکل (2-5) نشان داده شده است.
مبدل بوست می تواند ولتاژ خروجی را بدون کمک ترانسفورماتور افزایش دهد و چون در آن فقط یک ترانزیستور وجود دارد، راندمان بالایی دارد. جریان ورودی ، پیوسته است اما پیک جریان گذرنده از ترانزیستور قدرت، مقدار بزرگی دارد. ولتاژ خروجی نیز حساسیت زیادی نسبت به تغییرات سیکل کاری مبدل دارد و از این رو ممکن است پایدار ساختن مبدل، دشوار باشد. هم چنین ترانزیستور با بار موازی شده است ، حفاظت کردن از آن در هنگام اتصال کوتاه مشکلاتی دارد.
در حالت کلیدزنی منابع توان پالسی پلاسما، می توان از یک مبدل بوست بین پل یکسوساز و خازن های ورودی مدار استفاده کرد. این مبدل سعی می کند تا ولتاژ خروجیdc سیستم ثابت باشد، تا زمانی که فرکانس با ولتاژ خط متناسب است، جریان عبوری نیز پیوسته است.

شکل(2-5)شکل موج های ولتاژ – جریان و مدارمعادل مبدل بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید قطع
در حالت دیگر، ارایه ولتاژ خروجی مطلوب با توجه به ولتاژ dc سیستم می باشد که این روش نیاز به افزودن کلیدهای نیمه هادی با روش های کنترلی مطلوب است که المان های آن در ابعاد کوچکتر و کمپکت ارائه می شود.
3.2.2.2 مبدل باک - بوست
مبدل باک – بوست، ولتاژ خروجی تولید می کند که می تواند کوچکتر یا بزرگتر از ولتاژ ورودی باشد. پلارتیه ولتاژ خروجی، مخالف پلارتیه ولتاژ ورودی می باشد. هم چنین این مبدل، به مبدل وارون ساز یا تغذیه معکوسنیز معروف است]26[.که شکل (2-6) مدار معادل آن را نشان می دهد. عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است:

شکل(2-6)مبدل باک - بوست
مرحله اول : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW وصل بوده و دیود هرزگرد(D) بایاس معکوس است. جریان ورودی که در حال افزایش است از سلف (L) و ترانزیستور SW می گذرد.
مرحله دوم : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW قطع است. جریانی که از ترانزیستورSWعبور می کرد، اکنون از سلف (L)، خازن (C)، دیود هرزگرد(D) و بار می گذرد. اکنون انرژی ذخیره شده در سلف (L)، به بار منتقل می شود و جریان سلف کاهش می یابد تا این که ترانزیستور SWدر سیکل بعد مجددا وصل شود. مدار معادل وضعیت مبدل باک - بوست در دو مرحله کلیدزنی مذکور و شکل موج های جریان - ولتاژ آن در شکل (2-7) نشان داده شده است.
مبدل باک – بوست این امکان را می دهد که بدون در اختیار داشتن ترانسفورماتور، پلارتیه ولتاژخروجی معکوس شود، راندمان بالایی دارد و حفاظت خروجی در مقابل اتصال کوتاه نیز به سادگی امکان پذیر است اما جریان ورودی متغیر بوده و مقدار جریان عبوری از ترانزیستور مدار نیز مقدار بزرگی است. بر خلاف مبدل های باک و بوست ، این مبدل هنگامی که بدون ایزولاسیون مورد استفاده قرار گیرد در خروجی مبدل ولتاژی با پلارتیه منفی قرار می گیرد.
البته می توان یک توپولوژی جدید بر اساس مبدل باک – بوست با پلارتیه ولتاژی مثبت در خروجی را مطرح کرد. در شکل (2-8) مدار معادل مبدل باک – بوست مثبت نشان داده است. یک مبدل باک - بوست مثبت می تواند به صورت تک خروجی یا چند خروجی باشد که آرایش آن شامل مبدل های باک و بوست با اتصال طبقاتی است.

شکل(2-7)شکل موج های ولتاژ - جریان و مدارمعادل مبدل باک - بوست : (الف) کلید وصل (ب) کلید کلیدقطع

شکل(2-8) مبدل باک – بوست مثبت
4.2.2.2 مبدل کاک
آرایشی که شامل ترکیب مبدل باک– بوست با اتصال سری، که ولتاژ خروجی بزرگتر یا کوچکتر از ولتاژ ورودی است و پلارتیه ولتاژ خروجی مخالف ولتاژ ورودی است، به نام مبدل کاک شناخته می شود. که به نام مخترع خود از انیستیتوی تکنولوژی کالیفرنیا نام گذاری شده است]27[. شکل (2-9) مدار معادل آن را نشان داده است. عمل مداری این مبدل در دو مرحله قابل بیان است:

شکل (2-9)مبدل کاک (Cuk)
مرحله اول: هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=0 وصل می شود. جریان عبوری از سلف (L1) افزایش می یابد در همان موقع ولتاژ خازن (C1)، دیود هرزگرد(D) را در حالت بایاس معکوس قرار داده و آن را قطع می کند. بنابراین انرژی خازن(C1) به مداری که توسط خازن (C2)، سلف (L2) و بار تشکیل شده تحویل داده می شود.
مرحله دوم : هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور SW در t=t1 قطع می شود. خازن (C1) از منبع ورودی شارژ شده و انرژی ذخیره شده در سلف (L2)، به بار منتقل می شود. دیود هرزگرد(D) در حالت بایاس مستقیم قرار می گیرد و همزمان با ترانزیستور SW در آن کلید زنی صورت می گیرد. شکل (2-10)مدار معادل حالت کلید زنی مبدل کاک را نشان داده است.

شکل (2-10)مدار معادل مبدل کاک در حالت های کلید زنی : الف) حالت وصل کلید ب) حالت قطع کلید
مبدل کاک بر اساس خاصیت انتقال انرژی خازنی ساخته شده، درنتیجه جریان ورودی پیوسته می باشد. تلفات کلیدزنی کم و راندمان زیادی دارد. درحالتی که کلید وصل است جریان هر دو سلف از آن عبور می کند که پیک جریان کلید را افزایش می دهد. شکل (2-11)، شکل موج های جریان – ولتاژ مبدل کاک را نشان داده است.

شکل (2-11) شکل موج های جریان و ولتاژ مبدل کاک در حالت های کلید زنی
5.2.2.2 مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم
یک دسته جدید از مبدل های dc-dc درحوزه الکترونیک قدرت با نام مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم شناخته شده اند. کلیدزنی نرم بدین معنی است که در یک یا چند کلید به کار رفته در مبدلdc-dc، تلفات کلیدزنی در حالت قطع و وصل شدن کلید حذف شده است. نوع دیگری از کلیدزنی که مطرح می شود، کلیدزنی سخت است که در آن هم حالت قطع و وصل کلیدهای قدرت در سطوح ولتاژ و جریان بالا انجام می شود. بسیاری از تکنیک های کلیدزنی نرم برای اصلاح رفتار کلیدزنی مبدل های تشدیدی dc-dc وجود دارد. دو تکنیک مهم برای رسیدن به کلیدزنی نرم وجود دارد: کلید زنی جریان صفر و کلید زنی ولتاژ صفر.
در ساختار مبدل تشدیدی با کلید زنی نرم، یک شبکه تشدیدLC اضافه می گردد تا شکل موج جریان یا ولتاژ ادوات کلیدزنی را به صورت یک موج نیمه سینوسی شکل دهد تا یک شرط ولتاژ صفر یا جریان صفر را در مدار ایجاد کند. یک روش ایجاد نمودن یک پدیده تشدید کامل در این مبدل ها، استفاده از ترکیبات سری یا موازی عناصر تشدید می باشدکه برای dc-dc کردن آن از طریق یک طبقه اضافی یعنی طبقه تشدید، که در آن سیگنال dc به سیگنال ac فرکانس بالا تبدیل می گردد، انجام می گیرد. از نظر مداری، یک مبدل تشدید dc-dc را می توان با سه بلوک مداری شرح داد.که شکل(2-12) نشان داده است.
ولتاژ خروجی dc
ولتاژ ورودی dc
یکسوساز ac-dc
حالت تشدید
وارون ساز dc-ac

شکل (2-12) مبدل تشدید با کلیدزنی نرم
نوع وارون ساز در مبدل های تشدیدی با کلید زنی نرم، از انواع مختلف ساختار های شبکه کلیدزنی به دست می آید. حالت تشدید،که به عنوان یک بلوک میانی بین ورودی و خروجی مبدل به کار گرفته می شود، معمولا با یک شبکه دارای فیلتر فرکانس، ترکیب می گردد. علت استفاده از این شبکه، تنظیم نمودن جریان شبکه از منبع به بار است. از مبدل های تشدید با کلیدزنی نرم می توان در مشعل های پلاسما با سطح توانی بالاتر از 30 کیلووات، استفاده کرد. از مبدل های تشدید سری با کلیدزنی ولتاژ صفر نیز می توان در منابع توان پالسی ولتاژ بالا استفاده کرد. مزیت توپولوژی مبتنی بر مبدل های تشدیدی با کلیدزنی نرم ، شامل کموتاسیون طبیعی کلیدهای قدرت پلاسمایی می باشد که منجر به کاهش تلفات قدرت کلیدزنی، افزایش راندمان و فرکانس کلیدزنی سیستم های توان پالسی می شود و در نتیجه کاهش اندازه ، وزن سیستم و کاهش احتمالی تداخلات الکترومغناطیسی را به دنبال دارد. عیب مهم تکنیک های کلید زنی ولتاژ یا جریان صفر در مبدل های تشدید آن است که برای تنظیم خروجی، نیاز به کنترل فرکانس متغیر است. که به واسطه آن مدار کنترلی پیچیده تر می شود و هارمونیک های ناشی از تداخلات الکترومغناطیسی ناخواسته که در تغییرات زیاد بار تولید می شود بسیار نامطلوب است.
با بررسی مقالات منتشر شده در مورد توپولوژی مبتنی بر مبدل های dc-dc توسط ادوات الکترونیک قدرت با توجه به انواع مبدل ها، در کاربردهای مختلف منابع توان پالسی پلاسما، می توان به نتایج جامعی در این باره دست یافت که چکیده آن در جدول های مقایسه ای (2-1) و (2-2) آمده است]28[.
جدول(2-1) شاخص های کلیدی مبدل های dc - dc
ردیف نوع مبدل
مبدل
باک
مبدل بوست
مبدل
باک- بوست
مبدل
باک- بوست مثبت مبدل
کاک
شاخصه ها 1 سطح ولتاژ خروجی کمتر از ولتاژ ورودی بیشتر از ولتاژ ورودی هر دو حالت
هردو حالت هر دو حالت
2 پلارتیه خروجی موافق ورودی موافق ورودی مخالف ورودی مخالف ورودی مخالف ورودی
3 سطح عایقی کم کم زیاد زیاد کم
5 کنترل اضافه جریان وجود ندارد وجود ندارد وجود دارد وجود دارد وجود دارد
6 قابلیت اطمینان کم متوسط متوسط بالا متوسط
7 راندمان متوسط متوسط بالا بالا متوسط
جدول(2-2) شاخص های کلیدی مبدل های تشدید با کلید زنی نرم
ردیف شاخصه ها حالت کلیدزنی اولیه حالت کلیدزنی ثانویه سطح ولتاژ خروجی راندمان
نوع مبدل وصل قطع وصل قطع کم زیاد کم باری بار کامل
1 مبدل تشدید NV ZVS ZVS ZVS di/dt- زیاد ___ * کم بالا
2 مبدل تشدید نیم پل ZVS ZVS ZVS ZCS ___ * متوسط بالا
3 مبدل تشدید دو برابر کننده جریان نیم پل سخت
ZCS ZVS ZVS زیاد
di/dt * __ متوسط بالا
4
مبدل تشدید دو برابر کننده جریان تمام پل ZVS
سخت
ZVS ZVS زیاد
di/dt * __ کم بالا
5 مبدل تشدیدی ترکیبی ZVZC با ترانسفورماتور پالسی ZVS
ZVS/ZCS ZVS ZCS __ * کم بالا
6 مبدل تشدید ZCS ZCS ZVS ZVS ZCS ___ * بالا کم
7 مبدل شبه تشدید ZCS ZVS ZVS ZCS ___ * کم بالا
3.2.2 توپولوژی مبتنی بر تقویت کننده های ولتاژ

user8327

.
لغات کلیدی
شبیه ساز میدان مغناطیسی، مگنتورکر ،تجهیزات تست آزمایشگاهی ،حلقه های هلمهولتز ،گشتاور دوقطبی مغناطیسی ،زیرسیستم تعیین و کنترل وضعیت ،شبیه ساز میدان مغناطیسی فضایی ، کنترل اتوماتیک شبیه ساز میدان مغناطیسی
TOC o "1-6" u 1-مقدمه PAGEREF _Toc408530999 h 17
2-مروری بر مدلهای ژئومغناطیسی PAGEREF _Toc408531000 h 19
3-معرفی مدل مغناطیسی جهانی آمریکایی/انگلیسی برای سال 2005-2010 (WMM) PAGEREF _Toc408531001 h 21
1-1تکنیک مدلسازی PAGEREF _Toc408531002 h 21
1-2اطلاعات بدست آمده از داده ها و کنترل کیفیت PAGEREF _Toc408531003 h 28
1-2-1-داده های ماهواره PAGEREF _Toc408531004 h 28
3-1-1-Orsted PAGEREF _Toc408531005 h 30
3-1-1-1-مغناطیس سنج ها PAGEREF _Toc408531006 h 31
3-1-1-2-ابزار جمع آوری داده ها[data products] PAGEREF _Toc408531007 h 31
3-1-2-CHAMP PAGEREF _Toc408531008 h 32
3-1-2-1-مغناطیس سنج ها PAGEREF _Toc408531009 h 32
3-1-2-2-وسایل جمع آوری داده ها PAGEREF _Toc408531010 h 32
3-1-3-SAC-C PAGEREF _Toc408531011 h 34
3-2داده های پایش PAGEREF _Toc408531012 h 34
3-3تامین تجهیزات PAGEREF _Toc408531013 h 35
3-4جمع آوری داده ها و کنترل کیفیت PAGEREF _Toc408531014 h 36
3-5انتخاب داده برای WMM2005 PAGEREF _Toc408531015 h 38
3-6انتخاب و پیش پردازش برای مدل ها PAGEREF _Toc408531016 h 40
3-7انتخاب برای توانایی پیشگویی پیشرو تا 2010 PAGEREF _Toc408531017 h 40
3-8روشهای مدلسازی PAGEREF _Toc408531018 h 41
3-9پیشبینی تغییرات ارضی PAGEREF _Toc408531019 h 41
3-10تکنیکهای وزندهی به دادهها PAGEREF _Toc408531020 h 41
3-11قطب مغناطیسی و محل دوقطبی خارج از مرکز PAGEREF _Toc408531021 h 42
3-12پارامتریسازی مدل PAGEREF _Toc408531022 h 43
3-13ضرایب مدل PAGEREF _Toc408531023 h 46
1-معادلات به کار گرفته شده PAGEREF _Toc408531024 h 52
1-1مؤلفه های شتاب جاذبه را بصورت زیرمی باشد: PAGEREF _Toc408531025 h 52
1-2مدل باد خورشیدی پارکر به صورت زیر محاسبه می گردد. PAGEREF _Toc408531026 h 53
1-3برای محاسبه پارامتر های میدان مغناطیسی، مؤلفههای برداری میدان X'، Y'و Z'در مختصات ژئودزی به صورت ذیل محاسبه میشوند: PAGEREF _Toc408531027 h 55
1-4پارامترهای ناشی از اتمسفر زمین PAGEREF _Toc408531028 h 57
1-میدان مغناطیسی چیست ؟ PAGEREF _Toc408531029 h 63
2-مبانی فیزیکی پیچه هلمهولتز PAGEREF _Toc408531030 h 64
2-1میدان مغناطیسی حلقه PAGEREF _Toc408531031 h 65
2-2پیچه هلمهولتز و میدان مغناطیسی آن PAGEREF _Toc408531032 h 67
2-3ویژگی و کاربردهای حلقه های هلمهولتز PAGEREF _Toc408531033 h 69
2-4تغییرات میدان تولیدی توسط حلقه های هلمهولتز در فضای بین حلقه ها PAGEREF _Toc408531034 h 70
2-4-1-جابجایی در راستای محور حلقه ها PAGEREF _Toc408531035 h 70
2-4-2-جابجایی عمود بر راستای محور حلقه ها : PAGEREF _Toc408531036 h 78
2-4-2-1-نحوه محاسبه مؤلفه های مغناطیسی در یک نقطه از فضا PAGEREF _Toc408531037 h 78
2-4-2-2-میدان تولیدی توسط دوجفت حلقه PAGEREF _Toc408531038 h 93
2-5القاء و القاء متقابل PAGEREF _Toc408531039 h 94
2-6شار میدان مغناطیسی : PAGEREF _Toc408531040 h 96
2-7اصل القاء PAGEREF _Toc408531041 h 98
2-8نیروی محرکه الکتریکی : PAGEREF _Toc408531042 h 98
2-9قانون القاء فارادی PAGEREF _Toc408531043 h 99
2-10قانون لنز PAGEREF _Toc408531044 h 100
2-11پدیده خود القایی و ضریب خود القایی PAGEREF _Toc408531045 h 100
2-12القاء متقابل PAGEREF _Toc408531046 h 101
2-13فرمول نویمن PAGEREF _Toc408531047 h 103
2-14تاریخچه حلقه های هلمهولتز PAGEREF _Toc408531048 h 105

TOC c "تصویر" تصویر 1-1- شمایی از خطوط میدان مغناطیسی زمین PAGEREF _Toc408488972 h 21
تصویر 2- شمای جریان پلاسما در اطراف زمین PAGEREF _Toc408488973 h 23
تصویر 3- نمای ماهواره اورستد PAGEREF _Toc408488974 h 28
تصویر 4-نمای روبروی ماهواره چمپ PAGEREF _Toc408488975 h 30
تصویر 5- ماهواره SAC-C در مدار PAGEREF _Toc408488976 h 32
تصویر 6-مناطق پایش گر در نقاط مختلف زمین PAGEREF _Toc408488977 h 34
تصویر 7- میدان تولیدی ت.سط سیم حامل جریان PAGEREF _Toc408488978 h 62
تصویر 8- میدان در نقطه ای روی محور تک حلقه PAGEREF _Toc408488979 h 64
تصویر 9- حلقه های هلمهولتز PAGEREF _Toc408488980 h 65

TOC h z c "جدول" جدول 1- معرفی مدل های مختلف ژئومغناطیسی و مشخصات آنها PAGEREF _Toc408489035 h 19جدول 2-دامنه تغییرات اجزاء مغناطیسی و GV در سطح زمین PAGEREF _Toc408489036 h 27جدول 3- حل مثال عددی برای مدل شتاب ناشی از میدان جاذبه زمین PAGEREF _Toc408489037 h 52جدول 4- مدل پارامتر های ناشی از میدان مغناطیسی زمین PAGEREF _Toc408489038 h 56جدول 5- مدل پارامتر های ناشی از اتمسفر زمین PAGEREF _Toc408489039 h 58

مقدمه
ماهواره ها ابزار و تجهیزاتی بودند که انسان با دستیابی به آنها توانست به امکانات و توانایی هایی دست یابد که تا آن زمان فقط آنها را در رویا و خیال می دید . در واقع انسان توانست به چشم ها و بازوهایی دست یابد که به وسیله آنها بتواند در محیطهایی حضور یابد که امکان حضور فیزیکی اش در آنها وجود نداشت . به سرعت این تکنولوژی جدید جای خود را در زندگی بشر پیدا کرد و توانست به عاملی تعیین کننده در امور زندگی بشر از فرهنگی و اقتصادی گرفته تا نظامی و سیاسی ، تبدیل شود .
با آغاز به کار اولین ماهواره مباحث جدیدی نیز مطرح شد که اهمیت و ارزشی کمتر از خود ماهواره نداشت . اکتشاف درباره محیط فضا و یافتن عوامل تأثیر گذار بر سامانه های فضایی ، نحوه تأثیر پذیری سامانه های فضایی از این عوامل مؤثر ، چگونگی مقابله و کنترل این عوامل و در صورت امکان استفاده مفید از آنها ، راهکارهای افزایش طول عمر سامانه های فضایی و بالا بردن قابلیت اطمینان آنها ؛ از مهمترین موضوعاتی بودند که ذهن دانشمندان را به خود مشغول کردند . البته علاوه بر جنبه های علمی نمی توان انکار کرد مسائل مادی و هزینه بسیار بالای ساخت یک سامانه فضایی ( و با توجه به شرایط و نیازهای فعلی کشور ما ماهواره ) از مهمترین انگیزه هایی استکه به این مسائل ارزش می بخشید . در اینجا بود که برای نخستین بار بحث آزمایش و تست پیش از پرتاب ماهواره ها ( با دیدی جامع تر سامانه های فضایی ) و شبیه سازی محیط فضا و عوامل تأثیرگذار آن بر ماهواره مطرح شد .از دید اینجانب عوامل تأثیر گذار فضایی را می توان در دو دسته تقسیم بندی کرد ؛ دسته اول عبارتند از عواملی که اساساً ماهیت مادی دارند و بدنه ماهواره در مقابل تأثیر گذاری آنها مانند سدی عمل می کند . ریز اجرام فضایی و شهابها ، ذرات سنگین و پرانرژی حاصل از تابشهای خورشیدی (بادهای خورشیدی ) ، غلظت محیط و بحث اصطکاک و تولید پسا در ارتفاعات پایین از دسته عواملی هستند که تأثیری مادی و اصطلاحاً مکانیکی بر ماهواره می گذارند .
اما دسته دوم عبارتند از عواملی که ماهیت غیر مادی داشته و بدنه ماهواره بر عمق تأثیر آنها بی تأثیر است . در واقع این عوامل کل ماهواره از بدنه گرفته تا زیرسیستمهای داخلی را یکجا تحت تأثیر قرار می دهند . از مهمترین این عوامل میدان گرانش زمین و دیگر اجرام آسمانی و نیز میدان مغناطیسی زمین ( به دلیل اینکه ماهواره در فضای مغناطیسی زمین قرار دارد ) هستند .
هرچند که میدان مغناطیسی به عنوان یکی از تاثیر گذارترین عوامل خارجی در تعیین طول عمر و قابلیت اطمینان ماهواره ها ( تا حدودی دیگر سامانه های فضایی ) در پاسخگویی به نیازهای مأموریتی بسیار مؤثر است اما اطلاعات ما درباره آن بسیار اندک است . حتی ما درباره اینکه آیا در اطراف کرات آسمانی دیگر در منظومه ما و یا در اطراف کرات منظومه های دیگر میدان مغناطیسی وجود دارد یا نه اطلاعات مستدلی نداریم . ولی از آنجاییکه دانشگاهها و مؤسسات تحقیقاتی در دنیا در حال تدوین نقشه مغناطیسی فضا هستند ، جای امید وجود دارد . این در واقع گام آغازین در راه تحقیقات الکترومغناطیس فضایی است که البته از سالها پیش بخش مطالعاتی آن آغاز شده است .
همانطور که بیان شد میدان مغناطیسی یکی از مهمترین عوامل تأثیر گذار بر ماهواره محسوب می شود که به واسطه ماهیت غیر مادی اش تمام اجزاء ماهواره از بارمحموله گرفته تا زیرسیستمهای مختلف را یکجا تحت تأثیر قرار می دهد ؛ به عنوان نمونه میدان مغناطیسی بر اجزاء مخابراتی ماهواره ( چه به عنوان بارمحموله ماهواره های مخابراتی و چه به عنوان زیرسیستم مخابرات) تأثیر گذار است ؛ همین میدان با تغییر خطوط میدان مغناطیسی در داخل موتورهای حالت گاز و اصطلاحاً الکتریکی یا یونی بر میزان تراست و ضربه ویژه قابل استحصال از آنها تأثیر می گذارد ؛ میدانهای مغناطیسی با توان بالا این پتانسیل را دارند که بر دوربینها و سنسورهایی که به عنوان بارمحموله مورد استفاده قرار می گیرند تأثیر گذارده و راندمان کاری آنها را کاهش دهند . از سوی دیگر این میدان مغناطیسی
است که بر ذرات بار دار پر انرژی اثر می کند و خط سیر آنها را مشخص کرده و به آنها انرژی مضاعف می دهد و با انرژی و تکانه بسیار آنها را بر بدنه ماهواره ، آرایه های خورشیدی و دیشها و آنتنها می کوبد و به شدت موجب افت در کارایی آنها و کاهش طول عمر آنها و به دنبال آن کاهش طول عمر ماهواره می شود . برای مثال برای آرایه های سیلیکونی در مدار LEO افت راندمان سالانه به 3.75% می رسد که 2.50% آن ناشی از برخورد ذرات باردار پر انرژی است]2 [.
از سوی دیگر یکی از با سابقه ترین ابزارهای کنترلی ماهواره ها مگنتورکرها هستند . مگنتورکرها با اندرکنش با میدان مغناطیسی زمین این توانایی را دارند تا ماهواره را در راستای دو محور کنترل کرده و یا پایدار کنند و یا از روی چرخهای مومنتومی بار برداری کنند . دوپل مغناطیسی تولیدی برای مگنتورکرها مهمترین و برای کنترل ماهواره تعیین کننده ترین فاکتور است . تاکنون هیچ راه مستقیمی برای تست بزرگی دوپل تولیدی مگنتورکرها ارائه نشده است ]5 [. در این پایان نامه بعد از تأکید بر تمامی تواناییهای شبیه ساز میدان مغناطیسی ، نگاهی ویژه به اندرکنش بین شبیه ساز و مگنتورکر شده و الگوریتم و روشی برای تعیین دوپل تولیدی مگنتورکر مفروض با استفاده از " شبیه ساز میدان مغناطیسی " ارائه شده است .
آنچه ذکر شد دلایلی است که مقوله بررسی میدان مغناطیسی را به مقوله ای ارزشمند و قابل سرمایه گذاری مالی و زمانی تبدیل می کند . در عین حال به مسئله انجام تست و آزمایش اندرکنشهای اجزاء مختلف ماهواره با میدان مغناطیسی ، ارزش و اهمیتی صد چندان می دهد .
اما بدیهی است که برای تست عملکرد اجزاء تحت تأثیر میدان مغناطیسی ، باید بتوانیم میدانی قابل کنترل و در عین حال قابل پیش بینی بسازیم . بنابر آنچه در فصل اول تحت عنوان " ماهیت و ذات میدان مغناطیسی و روابط حاکم بر آن " مورد بحث و بررسی قرار می گیرد ؛ خواهیم دید که میدان مغناطیسی کمیتی برداری و در عین حال بسیار حساس است که با تغییر مکانی جزئی ، اندازه و راستای آن به شدت تغییر می کند و همین مسئله کار با آن را دشوار و در عین حال ظریف می سازد . در علم فیزیک ( در حال حاضر و در دنیای مواد نرمال ) تنها یک وسیله وجود دارد که این توانایی را دارد که میدانی یکنواخت و قابل پیش بینی در محدوده ای کوچک از فضا را تولید کند که " پیچه های هلمهولتز " خوانده می شود . به بیان دیگر چنین می توان گفت که :
برای تست تأثیرگذاری میدان بر ماهواره در وحله اول باید میدانی قابل کنترل و پیش بینی تولید کرد که با توجه به نیاز ما قابل تغییر باشد .
در وحله دوم برای تولید میدانی که در بالا توصیفات آن ذکر شد نیاز است تا پیچه های هلمهولتز ساخته شود .
در واقع بررسی میدان مغناطیسی زمین ، شبیه سازی آن و بررسی تأثیرات آن بر ماهواره نیازهایی بودند که به عنوان مبنای اصلی بحث این پایان نامه مطرح هستند . عواملی که موجب شدند تا عنوان "طراحی و ساخت شبیه ساز میدان مغناطیسی" برای پایان نامه پیش روی شما انتخاب و تصویب شود .

شاید اگر بگویم دو ترم آغازین در مقطع کارشناسی ارشد سخت ترین دوران تحصیلم بوده است گزاف نگفته باشم اما اکنون با تمام وجود می بینم و احساس می کنم که انتخاب اشتباهی نکرده ام .

خط سیر و روال فصول گزارش پایان نامه
در مورد یک کار عملیاتی المانهای مختلفی وارد بحث می شوند که گاه نیاز به بررسی مطالعاتی و یا نیاز به کار عملیاتی و گاه نیاز به هر دو این موارد دارند . در این گزارش نیز چنین نگاهی حاکم است و سعی شده تا تک تک المانهای مؤثر در انجام پروژه تک تک تفکیک شده و بررسی های تئوریک و کارهای عملیاتی انجام شده بر آن به تفصیل شرح داده شوند و در صورت ضرورت تصاویر ، نقشه ها و جداولی نیز به جهت افزایش توانایی انتقال مطالب به کار گرفته شوند . در نهایت نیز تستها و آزمایشاتی که از دستگاه نهایی گرفته شده است ارائه شده است .
در فصل اول با عنوان " ماهیت میدان مغناطیسی و حلقه های هلمهولتز " به بررسی ذات میدان مغناطیسی ، حلقه های هلمهولتز و روابط حاکم بر آنها خواهیم پرداخت در انتهای این فصل شرحی از سیر تاریخی شبیه سازی میدان ارائه خواهد شد . در فصل دوم با عنوان " نشط میدان مغناطیسی در فضا و مگنتورکر " به بررسی روابط گسترش میدان مغناطیسی در فضا و تأثیرات آن بر محیط مادی و اندرکنش میدان با مگنتورکر به عنوان محیطی مادی خواهیم پرداخت . در نهایت نیز به توصیف الگوی حرکتی مگنتورکر تحت تأثیر میدان خارجی خواهیم پرداخت و سعی می کنیم تا رابطه ای برای توصیف حرکت آن استخراج کنیم . فصل سوم با عنوان " سنسور و مدار راه انداز دو المان دیگر شبیه ساز میدان " فصلی است کم حجم که به بررسی و توصیف دو المان اختیاری و قابل انتخاب برای شبیه ساز می پردازد . فصل چهارم با عنوان " فرایند و نقشه های ساخت شبیه ساز میدان مغناطیسی " قلب پایان نامه است که در آن به بررسی مراحل و نقشه های ساخت شبیه ساز خواهیم پرداخت . فصل پنجم تحت عنوان " نتایج تستهای شبیه ساز میدان مغناطیسی " به توصیف نتایج تستهای گسترده ای که برای کالیبراسیون شبیه ساز انجام شده است ؛ می پردازد . در فصل ششم با عنوان " الگوریتم کاری شبیه ساز میدان مغناطیسی " به توصیف روش و ساختار برنامه ای خواهیم پرداخت که بر مبنای آن و با استفاده از دستگاه شبیه ساز میدان مغناطیسی می توان برای اولین بار ، دوپل مغناطیسی مگنتورکر را به شکل مستقیم استخراج کرد. در انتهای این فصل شرح آزمایشی که مگنتورکر نانوساختار NSFe99.99-1 پشت سر گذاشته است و نتایج حاصل از تست آن با استفاده از سامانه شبیه ساز میدان مغناطیسی (سامانه کوثر100) ارائه شده است.
همانطور که گفتیم در فصل پنج نتایج تست "سامانه شبیه ساز میدان مغناطیسی" ارائه شده است. لازم بود تا صحت این نتایج مورد تأیید قرار گیرد و برای این منظور از نرم افزار شبیه ساز Vizimag استفاده شد. در ضمیمه الف، شبیه ساز مذکور و نتایج حاصل از استفاده آن ارائه شده است.

36474401184275400000328422019050فصل اول
00فصل اول

-79565523495مدلهای رایج شبیه سازی
میدان مغناطیسی زمین
00مدلهای رایج شبیه سازی
میدان مغناطیسی زمین

مقدمهیکی پدیده های بسیار مهم که در این بخش بررسی می شود، میدان مغناطیسی زمین است. منشاء به وجود آمدن میدان مغناطیسی زمین سه عامل مهم است. در حدود 99 درصد این عوامل ناشی از میدان های درونی زمین بوده که به صورت خاص شامل مواد موجود در هسته زمین و همچنین مواد مغناطیسی موجود در قسمت های سخت زمین است. تغییرات میدان مغناطیسی زمین بسیار کند و آهسته بوده و 05/0 در صد در سال است، یعنی در هر 100 سال فقط 5 در صد تغییر می یابد .
هر میدان مغناطیسی دارای دو قطب است که قطب های میدان مغناطیسی زمین در سیبری و جنوب استرالیا قرار دارند.مینیمم اندازه میدان مغناطیسی در اطراف استوا بوده که برابر با تسلا و بیشترین اندازه آن نیز در اطراف قطب ها برابر با تسلا است.
بدین ترتیب مشخص می شود که میدان مغناطیسی زمین دارای دو بیشینه در قطب ها و دو کمینه در استوا است.کمترین مقدار میدان مغناطیسی در ناحیه ای محصور بین آمریکای جنوبی، آفریقای جنوبی و قطب جنوب است. توفان های ژئومغناطیسی نیز سبب تغییری برابر در میدان مغناطیسی زمین می شوند. هنگامی که بادهای خورشیدی به سمت سیاره های منظومه شمسی میوزند، میدان مغناطیسی این سیاره ها در برابر باد های خورشیدی عکس العمل نشان می دهد. خطوط میدان مغناطیسی زمین در اثر بادهای خورشیدی در راستای وزش باد متراکم شده و ناحیه وسیع متراکمی را در مقابل آن ها ایجاد می کند که مگنتوسفیر نامیده می شود. ناحیه مگنتوسفیر به صورت ناحیه ای قطره ای شکل در اطراف زمین ایجاد می شود. آثار ناشی از پدیده مگنتوسفیر نیز 1 در صد علل وجود میدان مغناطیسی زمین را شامل می شود.در بحث میدان مغناطیسی زمین، نیاز به شناختن عامل دیگری به نام یونوسفر داریم که در فصول آتی به معرفی مدل مربوطه خواهیم پرداخت. این ناحیه از اهمیت کاربردی خاصی برخوردار بوده زیرا بر امواج رادیویی تاثیر گذار است.

مروری بر مدلهای ژئومغناطیسیدر سال 1600 گیلبرت، شدت میدان مغناطیسی زمین را کشف نمود و در سال 1634، گلیبراند دریافت که این میدان با زمان تغییر میکند. این پدیده در ابتدا در سامانه های ناوبری دریائی و هوائی به کار گرفته شد. در سال 1830 مشاهدات ژئومغناطیسی به طور پیوسته بازبینی شد که گزارش این بررسی ها هر 5-10 سال انجام گرفت. در سالهای 1590 الی 1990 یک ساختار پیوسته کاربردی از مدل میدان مغناطیسی در قالب 365694 مشاهده تهیه گردید.
در 20 سال اخیر مشاهدات ماهواره ها دقت این مطالعات را بالا برده، به صورتی که یک پوشش جهانی درست و اطلاعات کامل میدانی با دقتی معادل 5 تا 10 نانو تسلا تهیه میکنند.
در جدول1 به نمونه هایی از این مدل ها و دامنه کاربرد آنها اشاره می کنیم:
نام مدل دامنه کاربرد درجه مدل ساختار مدل محدودیت سنجش(Km)
NGDC-720 شدت میدان های مگنتوسفریک و میدان های پوسته و اصلی 16 تا720 هارمونیک های کروی 56 الی2500
IGRF اعماق درونی زمین، پوسته، یونوسفر و مگنتوسفر است 13 هارمونیک های کروی تا 700
EMAG3 نقشه مغناطیسی دیجیتالی جهانی - اطلاعات ماهواره ها و زیردریاییها و نمونه گیری های مغناطیس زمینی ارتفاع 5
EEJM1 محاسبه جریان الکتریکی قوی در طول استوائی و در منطقه E لایه یونوسفر - هارمونیک های کروی -
MF6و
MF5 تعیین مسیر مغناطیسی اقیانوس-تخمین عمر پوسته های اقیانوسی 120 هارمونیک های کروی تا 333
POMME4 شدت میدان های اصلی زمین 720 ترکیبی از مدل های MF5 و NGDC-720 1000
WMM شدت میدان های اصلی زمین 12 هارمونیک های کروی تا 700
جدول SEQ جدول * ARABIC 1- معرفی مدل های مختلف ژئومغناطیسی و مشخصات آنهادر بخش بعد به مدل مغناطیسی جهانی (WMM) می پردازیم:

معرفی مدل مغناطیسی جهانی آمریکایی/انگلیسی برای سال 2005-2010 (WMM)این مدل مشتمل بر یک بررسی کامل از داده های مورد استفاده، تکنیک های مدلسازی به کار رفته و نتایج بدست آمده در تولید مدل مغناطیسی جهانی(WMM) برای سال 2005 است. این مدل که تا سال 2010 معتبر است، برای استفاده در سیستم های جستجوی هوایی و دریایی استفاده می شود. WMM مدلی از میدان مغناطیسی اصلی زمین است یعنی همان قسمت از میدان که در هسته زمین تولید می شود.
مدل مغناطیس جهانی یک محصول از آژانس زمین و فضای ملیNGA ایالات متحده است. WMM توسط مرکز داده های زمین فیزیک ملی NGDC ایالات متحده و سرویس زمین شناسی بریتانیا BGS به کمک اطالاعات و سرمایه گذاری NGA ایالات متحده و آژانس تصویر نگاری جغرافیایی وزارت دفاع DGIA بریتانیا تولید شده است.
مدل مغناطیسی جهانی، مدل استاندارد مورد قبول در سازمان دفاع ایالات متحده، وزارت دفاع بریتانیا، سازمان پیمان آتلانتیک شمالیNATO)) و استاندارد مورد استفاده در سیستم های ناوبری و تعیین وضعیت اداره آبنگاری جهان (WHO) است. این مدل در سیستم های ناوبری عمرانی نیز به صورت گسترده استفاده می شود.
تکنیک مدلسازیمیدان مغناطیسی زمین،B ، یک مقدار برداری است که با توجه به مکانr و زمان t تغییر می کند. آن میدان مغناطیسی زمین که توسط یک سنسور مغناطیسی بر روی زمین و یا بالای سطح زمین اندازه- گیری می شود، در واقعیت یک ترکیب از میدان های مغناطیسی مختلف است که توسط چندین منبع مختلف تولید شده است. این میدان ها بر روی هم می افتند و از طریق فرایند القا با هم اندرکنش دارند. اهم این منابع ژئومغناطیسی عبارتند از:
الف) میدان اصلی(تصویر1-1)، که در لایه بیرونی هسته مذاب و هادی زمین تولید می شود.Bm
ب) میدان پوسته ای ناشی از منتلِ (قشر زیر پوسته و حول هسته زمین) یا بالای زمین.Bc
ج) میدان ترکیبی مزاحم ناشی از جریانهای الکتریکی که در ارتفاع بالای جو و مگنتوسفیر جاری بوده و باعث القای جریانهای الکتریکی در زمین و دریا می شوند.Bd
بدینسان، میدان مغناطیسی مورد بحث به صورت حاصل جمع این میدانها خواهد شد.
(1-1) Br,t=Bmr,t+Bcr,t+Bdr,tBm قسمت دائم میدان است، که 95% از کل قدرت میدان را در سطح زمین به خود اختصاص می دهد. تغییرات مستقل تغیییر آرام در زمان Bm است. میدان ناشی از صخره های کروستال مغناطیسیBc، نسبت به فضا تغییر میکند ولی با توجه به مقیاس زمانی که در اینجا در نظر گرفته می شود، نسبت به زمان ثابت فرض می شود.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 1-1- شمایی از خطوط میدان مغناطیسی زمینبا توجه به شکل1-1 میدان مغناطیسی اصلی ناشی از جریانهای مذاب در لایه بیرونی هسته.خطوط میدان تقریباً غیر قطبی شده، بالای سطح زمین، در جنوبی ترین قسمت همیوسفر به سمت بیرون و در شمالی ترین قسمت آن به سمت داخل هستند.
Bc از نظر مقدار غالباً خیلی کوچکتر ازBm است. میدان کروستال نسبت به مقیاس های زمانی مورد نظر در این مطالعه، ثابت است. میدان ناشی از جریانهای یونوسفر و مگنتوسفیر و جریانهای القایی منتجه آنها در منتل و کراست زمین،Bd، هم نسبت به مکان و هم نسبت به زمان تغییر می کند. WMM فقط میدان مغناطیسی اصلی زمین را نشان می دهدBm)). برای ایجادکردن یک مدل دقیق از میدان مغناطیسی اصلی، لازم است که اطلاعات کافی با یک پوشش جهانی مناسب و حداقل سطح اغتشاشات در دست داشت. مجموعه اطلاعات ماهواره دنیش اورستد و جرمن چمپاین نیازمندیها را تامین می کند. هر دو ماهواره اطلاعات برداری و اسکالر دارای کیفیت بالایی را در تمام طول ها و عرض های جغرافیایی تامین می کنند. اما این عمل در طول کل دوره های زمانی مورد نیاز برای مدلسازی انجام نمی گیرد. بر این اساس این اطلاعات ماهواره ای با اطلاعات متوسط ساعتی از پایش زمینی که تقریباً در تمام بازه زمانی مورد دلخواه به صورت پیوسته در دسترس است، دائماً افزایش می یابد. هرچند که فضای پوشش ضعیفی بدست دهد. بدینسان اطلاعات بدست آمده از پایش، قیود با ارزشی را برای زمان تغییر میدان مغناطیسی زمین فراهم می کنند. استفاده همزمان از اطلاعات بدست آمده از پایش زمینی و همچنین اطلاعات دریافتی از ماهواره، یک مجموعه اطلاعات دارای کیفیت قابل قبول برای مدلسازی رفتار میدان مغناطیسی اصلی نسبت به زمان و مکان برای ما تامین می کند.
Bc دارای تغییرات فضایی در دامنه چندین متر تا چندین هزار کیلومتر است و نمی توان آن را با مدل های هارمونیک کروی دارای درجه پایین، به طور کامل مدل کرد. بر همین اساس، WMM شامل تاثیر هم مرز کراستنیست جز برای آن قسمت با طول موج بسیار بالا.Bc عموماً در دریا کوچکتر از خشکی است و با افزایش ارتفاع، کاهش می یابد. مغناطیسی شدن صخره در اثرBc، می تواند یا به صورت القایی(بوسیله میدان مغناطیسی اصلی) یا دائمی و یا یک ترکیب از هر دو باشد.
اصل این پدیده این است که جو در نور روز در ارتفاع های 100-130 کیلومتر ، در اثر تشعشع خورشید یونیزه شده و توسط باد و جزر و مد در میدان اصلی زمین به حرکت در می آید و بدینسان شرایط لازم برای فعالیت یک دینام (حرکت یک هادی در یک میدان مغناطیسی) فراهم می شود. دیگر تغییرات روزانه و سالیانه، در اثر چرخش زمین در میدان مگنتوسفر خارجیدر یک مرجع خورشید آهنگ ایجاد می شود. تغییرات بی قاعده ناشی از توفان های مغناطیسی و ریز توفانها است. توفانهای مغناطیسی در حالت کلی دارای سه فاز هستند: فاز اولیه – اغلب همراه با یک شروع ناگهانی و افزایش میدان افقی در عرض های جغرافیایی میانی -یک فاز اصلی و یک فاز احیاء. فاز اصلی حاوی یک تشدید از جریان حلقه(شکل1-2) از صفحه پلاسما است.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 2- شمای جریان پلاسما در اطراف زمیندر شکل1-2 سیستم جریان مگنتوسفری(قرمز) یک میدان مغناطیسی تقریبا یکنواخت، نزدیک به زمین تولید می کند. جریانهای همخط با میدان (زرد)، جریانهای مگنتوسفری را با جریانهای یونوسفر نزدیک زمین جفت می کنند. [افتر کیولسون و راسل 1995]
در طول فاز احیاء، جریان حلقه به حالت نرمال در مدت چند روز و ریز توفانهای زیر مجاور مرتبط باز می گردد. طوفان مغناطیسی و اثرات ریز توفانها در عرض جغرافیایی بزرگ مغناطیس زمین عموماً شدیدتر هستند. چرا که در آنجا، منطقه یونیزه قسمتهای بالایی جو(یونوسفر)توسط جریانهای هم خط میدان، با مگنتوسفیر جفت شده اند و در نتیجه بشدت از میدان مغناطیسی درون سیاره ای و سیستم های جریان در دنباله مغناطیسی تاثیر می پذیرند. هم تغییرات میدان مزاحم با قاعده و هم بی قاعده، هر دو با فصل و چرخه فعالیت مغناطیسی خورشید مدوله می شوند. میدان مزاحم اولیه اغلب به عنوان میدان خارجی شناخته می شود، چراکه منابع اصلی آن-یونوسفر و مگنتوسفر-خارج از سطح زمین که اندازه گیریهای مغناطیس زمین به صورت سنتی در آن انجام می شود، هستند. با اینحال این جمله می تواند گمراه کننده باشد و در هنگام استفاده از داده های ماهواره ای از آن صرفنظر می کنیم. چرا که یونوسفر پایین تر از ارتفاعی قرار دارد که این اطلاعات می آیند و بر همین اساس به صورت کامل در بطن این سطح پایش قرار گرفته است. برای اطلاعات بیشتر در مورد کراستال و میدانهای مزاحم (و اطلاعات کلی راجع به مغناطیس زمین) مریل و همکاران 1996 و پارکینسون1983 را ببینید.
بردار میدان مغناطیسی زمین B با 7 جزء مشخص می شود. این اجزاء عبارتند از:
– مولفه های قائمX (با شدت شمالی )
Y (با شدت شرقی)
Z (شدت عمودی-مثبت به سمت پایین)
F شدت کل، Hشدت افقی
I شیب مغناطیسی (زاویه میل، زاویه بین صفحه افقی و بردار میدان-مثبت اندازه گیری به سمت پایین)
D انحراف مغناطیسی(زاویه انحراف، زاویه افقی بین شمال حقیقی و بردار میدان- راستای مثبت اندازه گیری به سمت شرق).
GV، تغییرات شبکه
را می توان از روی مولفه های قائم با استفاده از رابطه های 1-16به دست آورد. جدول 2دامنه مقادیر مورد انتظار برای مولفه های مغناطیسی و GV در سطح زمین را نشان می دهد.
WMM برای 2005 تا 2010 یک مدل از میدان اصلی کروی-هارمونیک با درجه و مرتبه 12 برای 2005 را با یک مدل متغیر پیشگوی مستقل کروی-هارمونیک با درجه و مرتبه 8 برای دوره 2005 تا 2010 مقایسه می کند.
مدل برنامه کامپیوتری در نظر گرفته شده، مولفه های X،Y ،Z ،F ،D ، I،H و GV در مختصات زمین شناختیرا محاسبه می کند.
دامنه در سطح زمین
واحد Max Min نام جانشین نام جزء
nT 42،000 17،000- شدت شمالی مولفه شمالی X
nT 18،000 18،000- شدت شرقی مولفه شرقی Y
nT 61،000 67،000- مولفه پایین Z
nT 42،000 0 کل میدان شدت افقی H
nT 67،000 22،000 شیب مغناطیسی شدت کل F
درجه 90 90- تغییرات مغناطیسی زاویه میل I
درجه 180 180- انحراف مغناطیسی D
درجه 180 180- تغییرات مغناطیسی شبکه تغییرات شبکه GV
جدول SEQ جدول * ARABIC 2-دامنه تغییرات اجزاء مغناطیسی و GV در سطح زمیناطلاعات بدست آمده از داده ها و کنترل کیفیتداده های ماهوارهاساسی ترین مشخصه داده های ماهواره پوشش جهانی آنها است که غالباً در یک بازه نسبتاً کوچک زمانی بدست می آید. زاویه اینکلینیشن مدار (زاویه بین صفحه مداری مسیر گردش ماهواره و صفحه استوای زمین) دامنه طول جغرافیایی تحت پوشش را نشان می دهد. یک زاویه 90 درجه، پوشش 100% به دست می دهد. یک زاویه کمی کمتر یا بیشتر از 90 درجه، در مناطق کوچکی حول قطبهای جغرافیایی، فواصلی را ایجاد می کند که هیچ پوشش اطلاعاتی ندارد. مشخصه مهم دیگر داده های ماهواره این است که میدان کراستال به علت فاصله ماهواره از پوسته زمین، به شدت ضعیف شده است.
یک ماهواره با زاویه میل بالا نسبت به زمان وضعی در حالی که زمین زیر آن می چرخد، ثبوت کمتر و یا بیشتری دارد. بدینسان در مدت 24 ساعت، یک تصویر خام از زمین به دست می دهد. در این مدت زمان، ماهواره حدود 15 دور حول مدارش می گردد. با یک فاصله طولی در حدود 24 درجه. یک نقص این مدار خورشید آهنگ، این است که کل پایش در شب در یک عرض جغرافیاییمورد نظر، برای یک دوره زمانی طولانی، تقریباً زمان وضعی مشابهی دارد. در نتیجه، مدلسازی میدان های خارجی که وابسته به زمان وضعی می باشد، از روی یک چنین داده هایی می تواند مشکل باشد. ماهوارۀ مگ ست، که به مدت 7 ماه در زمستان 1979/1980 یک نقشه برداری (مساحی) دقیق بردار مغناطیسی انجام داد، یک مثال از یک مدار کاملاً خورشید آهنگ با نقص و کمبود زمان وضعی مشابه آنچه گفته شد، است. به صورت مشابه، ماهوارهSAC-C بر روی یک مدار ثابت ظهر/نیمروز قرار دارد. در حالیکه اورستد و چمپ به آرامی در زمان وضعی حرکت آرام می شوند.
حرکت آرام زمان وضعی وابسته به زاویه میل مدار است. که معمولاً به صورتی انتخاب می شود که از تضریب فرکانس های سالیانه جلوگیری کند تا قادر به تفکیک اثر هر یک از میدان مغناطیسی خارجی وابسته به سال و وابسته به زمان وضعی باشد. چون ارتباط بین ستاره نگار و مغناطیس سنج برداری درSAC-Cدارای خطاست، فقط داده های اورستد و چمپ برای تولید WMM2005 استفاده شده اند.
در ذیل به معرفی این ماهواره ها و نحوه عملکرد آنها اشاره می کنیم.
Orstedماهواره دانمارکی اورستد ماهواره ای است که برای مدل سازی میدان مغناطیسی زمین اختصاص داده شده است و داده ها را با کیفیت بالا جمع آوری و ارسال می کند و نقصی در عملکرد آن مشاهده نشدهاست.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 3- نمای ماهواره اورستدمغناطیس سنج هادر ساکت ترین موقعیت، نوک بوم 8 متری، مغناطیس متر اورهویزر(OVM) شدت میدان مغناطیسی را اندازه می گیرد(بدون وابستگی به راستا) و تا نیم تسلا دقت دارد. کاربرد اصلی آن، کالیبراسیون دقیق(مطلق) مقادیر اندازه گیری شده توسط ابزار CSC (سیم پیچ کروی فشرده) است. برای جلوگیری از تداخل جزئی مغناطیس مترها، در فاصله معینی از OVM، بردار میدان مغناطیسی، توسط یک مغناطیس سنج حساس CSC اندازه گیری میشود و شدت و راستا و راستای آن تعیین میگردد. این وسیله تا بازه های زمانی چند روزه تا حدود 5/0 نانو تسلا پایدار است.
ابزار جمع آوری داده ها[data products]ابزار جمع آوری داده ها برای مدلسازی میدان اصلی عبارتند ازMAG-F برای اندازه گیری شدت میدان (مقادیر اسکالر) و MAG-L برای میدان برداری.

CHAMPماهواره کوچک تحقیقاتی چمپ یک ماهواره آلمانی با ماموریت بهبود مدلهای میدان مغناطیسی و جاذبه زمین می باشد. در ابتدا ماموریت برای 5 سال در نظر گرفته شده بود ولی تا سال 2008 تمدید شد. مدار چمپ دوبار برای طولانی تر کردن مدت ماموریت، افزایش داده شده است.
ابزار مغناطیسی چمپ بسیار مشابه با ابزار اورستد است. چمپ همان ابزار مغناطیس سنج برداری و اسکالر را حمل میکند.
مغناطیس سنج هادر فاصله چهار متری از سر بوم، یک مغناطیس سنج اورهیزر با دقت پروتن یکبار در هر ثانیه،کل شدت میدان مغناطیسی را اندازه می گیرد. این وسیله، دارای دقت مطلق 5/0 نانو تسلا است.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 4-نمای روبروی ماهواره چمپوسایل جمع آوری داده هاوسایل علمی استاندارد چمپ از سطح 0 تا سطح 4 شماره بندی شده اند. بسته به میزان پیش پردازش که توسط آنها بر روی داده های اصلی انجام می شود، تجهیزات علمی از ابزار سطح 2 شروع می شوند که با مدارهای دقیق کالیبره، نشانه گذاری و ترکیب شده اند و به عنوان فایل های روزانه درCDF (فرمت داده های روزانه)ذخیره شده اند. تجهیزات سطح 3 آخرین اطلاعات تجزیه و تحلیل شده، اصلاح شده و کالیبره شده را مقایسه می کند.

SAC-Cفضاپیمای SAC-C آرژانتین، برای مطالعه ساختار و دینامیک جو زمین، یونوسفر و میدان مغناطیسی زمین طراحی شده بود.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 5- ماهواره SAC-C در مدارمغناطیس سنج برداری و ستاره نگار بسیار با نمونه های به کار رفته در اورستد شبیه هستند. داده های رسیده از این ماهواره خیلی مفید هستند چونSAC-C در یک مدار زمانی موضعی ثابت قرار گرفته است. و تکمیل کننده حرکت آرام مدارهای اورستد وچمپ می باشد. بدلیل عدم وجود کالیبراسیون دقیق، از داده های SAC-C نمی توان برایWMM2005 استفاده کرد.
داده های پایشیکی از مشخصه های اصلی پایش، پوشش زمانی طولانی و پیوسته آن در زمان، در منطقه ای که قرار است WMM استفاده شود، است. این بدین معنی است که پیش بینی میدان مغناطیسی برای سالهای متمادی در آینده چنان که مورد نیاز WMM باشد، مقدور است و اینکه تغییرات با قاعده و بی قاعده در میدان خارجی می تواند دسته بندی و اثر آنها در WMM به حداقل رسانده شود. توزیع فضایی پایش به طور اعم توسط موقعیت مورد نظر و با توجه به تبحر محلی، بودجه، تامین انرژی و وقتهای پراکنده بدست آمده است و در برخی از موقعیت ها، تا حد منطقی نسبت به زمان ثابت است.
تامین تجهیزاتسه نوع تجهیزات در یک پایش وجود دارد. اولین گزینه متغیر سنج ها را مقایسه می کند که اندازه گیری های پیوسته از بردار مغناطیسی میدان زمین انجام می دهد. هم متغیر مترهای دیجیتال و هم آنالوگ، هر دو نیاز به محیط کنترل شده دمایی و سکوهای کاملاً ثابت دارند. ولی می تواند عموماً بدون دخالت دست کار کند. عادی ترین و ساده ترین نوع متغیر مترهای امروزی، مغناطیس متر سه محوره است. دومین گزینه، شامل ابزار دقیق است که می توانند از میدان مغناطیسی زمین بر مبنای واحد های پایه ای فیزیکی دقیق و یا ثابت های فیزیکی عمومی، اندازه گیری نمایند.
ساده ترین نوع ابزار دقیق، شاردروازه های اندازه گیری زاویه است. برای اندازه گیری D و I و مغناطیس مترهای با دقت پروتون برای اندازه گیریF.
در ابزار اول، واحد اندازه گیری زاویه است. برای تعیین این زوایا از سنسور شار ورودی که بر روی تلسکوپ یک زاویه سنج غیر مغناطیسی نصب شده است، استفاده می شود تا زمان عمود شدن آن بر بردار میدان مغناطیسی باشد ردیابی گردد.

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 6-مناطق پایش گر در نقاط مختلف زمینبرای تعیین D,I شمال واقعی با مراجعه به یک علامت ثابت در یک ارتفاع مشخص تعیین می شود. این کار با پایش نجومی انجام می گیرد. اندازه گیری توسط یک شاردروازه زاویه سنج تنها به صورت دستی انجام می گیرد. در حالیکه، یک مغناطیس متر پروتونی می تواند به صورت خودکارکار کند.
سومین گزینه مقادیر اندازه گیری شده نیمه دقیق را مقایسه می کند. این ها ابزار هایی هستند که انحراف از یک میدان که به صورت با قاعده و با استفاده از یک ابزار دقیق تعیین شده اند.
جمع آوری داده ها و کنترل کیفیتBGSو NGDCاطلاعات و داده های پایش را از طریق مشارکت فعالانه خود در سیستم مرکزی دادههای دنیا جمعآوری می کند .
آنها اطلاعات و داده های مناسب برای مدلسازی میدان مغناطیسی را نگه می دارند. با سازمانهایی که داده های پایش مغناطیسی را به کار می برند در تماس اند و با سایر WDC ها همکاری دارند.
هر سال BGS درخواست خود راجع به دریافت آخرین داده ها و سایر اطلاعات وابسته را به همه سازمانهایی که در حوزه پایش دادهها کار میکنند میفرستد. WDC ها در ادینبورگ BGS و بولدرNGDC مقادیر متوسط سالیانه یکسانی را برآورد می کنند.WDC ها در کپنهاگ و بولدر نیز مقادیر متوسط ساعتی یکسانی را بر آورد می کنند. مقادیر متوسط ساعتی که برای WMM استفاده می شوند، از سایت WDC کپنهاگن دریافت می شوند.
BGS نیز فعالانه داده های پایش جهانی را از طریق مشارکت خود در اینترمگنت (بین مغناطیسی) جمع آوری می کند. کار اینتر مگنت ایجاد یک شبکه جهانی از پایش گره های مغناطیسی مرتبط به منظور هماهنگ کردن مشخصات استاندارد مدرن برای تجهیزات اندازه گیری و ثبت و ضبط داده ها است. اینکه بتواند از این طریق تبادل داده ها را تسهیل کرده و تولید ابزار مغناطیس سنج زمین را به زمان واقعی نزدیک کند.
کیفیت داده ای که یک پایشگر تولید می کند، بستگی به مسئولیت پذیری اپراتور دارد. مهمترین جنبه مدلسازی جهانی پایداری خطوط پایه است. یک خط پایه عبارت است از اختلاف بین داده های متغیر متری کالیبره شده، و پایش های دقیق. یک خط پایه با نقاط بسیار، پراکندگی پایین، حرکت آرام و جابجایی کم نشانه ای از یک کیفیت عالی است. نقشه های خطوط پایه برای پایش های اینتر مگنت بر رویCD های سالیانه ای از داده های تعیین شده آورده شده اند. اطمینان از کیفیت و کنترل اندازه ها، به غیر از آنچه که توسط کاربر پایش گری انجام می گیرد، توسط اینتر مگنت از طریق برنامه استانداردسازی پایشگری آن انجام می گیرد. مراکز داده های جهانی، و با شرکت بسیاری از کاربران پایشگر در کارگاه های پایشگری بین المللی مرتبط با مغناطیس زمین آخرین پروسه کنترل کیفیت پایش از اجرای WMM توسط BGS انجام می گیرد. برای متوسط های ساعتی، این عمل شامل رسم کلیه داده ها برای تشخیص خطا های توپوگرافیک و پرش ها و رسم اختلاف بین داده ها و مدل های جهانی اولیه برای تشخیص حرکت های آرام است.
انتخاب داده برای WMM2005WMM میدان اصلی (Bm) و تغییرات آرام آن با زمان را مدل می کند (تغییرات سکیولار برای 2005 تا 2010). با این وجود، میدان مغناطیسی زمین آنچنان که بر روی سطح زمین اندازه گیری می شود و یا در ماهواره ، عرض جغرافیایی یک ترکیب از چندین میدان مغناطیسی است. ریسک بایاس کردن مدل Bm بسیاری از میدانهای تولید شده در خارج از زمین بسیار متغیر است و نسبت به زمان و مدلسازی آنها مشکل است. پروسه انتخاب داده ها از این رو به منظور کمینه کردن سهم این میدان ها و اثرت القا شده آنها در زمین است. سه گزینه استاندارد وجود دارد:
1- اطلاعات فقط در نیمه شب زمین انتخاب شده اند
2- داده فقط در دوره های آرام مغناطیسی انتخاب شده است
3-فقط داده های اسکالر در عرض های جغرافیایی بالا انتخاب شده اند.
اولین استاندارد برای کمینه کردن توزیع سهم میدان مغناطیسی تولید شده در یونوسفر بسیار موثر است. چون هدایت یونوسفر تنها در نیمه روز زمین بالا است. دوره های آرام مغناطیسی شامل آن بازه های زمانی است که میدانهای خارجی به شدت ضعیف هستند و زمانیکه آنها نسبت به زمان تغییرات اضافی ندارند. شناخت دوره های آرام مبتنی بر اندیس های DST واست. (محاسبه از داده های پایشگری) از قدرت و راستای اندازه گیری شده میدان مغناطیسی درون سیاره ای( IMF ) و سرعت بادهای خورشیدی خواهد بود. داده های اسکالر در ارتفاع بالا انتخاب شده است تا اثرات سیستم های جریانی موجود را در این مناطق به کمترین مقدار ممکن برساند؛ این مناطق به نوبه خود باعث تولید نویز بسیار زیادی در داده های برداری می شوند.
اندیسkp صفحه ای بر مبنای اندیس K است. یک اندیس موضعی از دامنه ای سه ساعتی در فعالیت مغناطیسی دو مولفه افقی میدان x,y نسبت به یک منحنی مفروض و روز آرام برای پایش مغناطیس زمین درجه اغتشاشات موضعی با اندازه گیری در بازه های زمانی 3 ساعته برای بسیاری از مولفه های میدان مغناطیسی دچار اغتشاش شده انجام می گیرد. سپس این دامنه، با استفاده از یک محور لگاریتمی شده که متعلق به وضعیت معلوم است، به یک اندیس K موضعی تبدیل می شود. این کار تلاشی برای نرمال کردن فرکانس حدوث اغتشاشات با اندازههای مختلف است. اندیس Kp سه ساعته (میانگین مقدار K از 13 مورد انتخاب شده از میان مشاهدات ایستگاههای لرویک، اسکدالمیور و هارتلند) که در مقیاس سه تایی ارائه شدهاست (28 مقدار).
ذرات بارداری که توسط میدان مغناطیسی زمین در حرکت های آرام مگنتوسفر حول زمین در فاصلهای معادل 3 تا 8 برابر شعاع زمین به دام افتاده اند، یک حلقه جریان الکتریکی در راستای غرب ایجاد می کنند. که میدان آن با میدان مغناطیسی اصلی زمین مخالفت می کند. قدرت این میدان از مرتبه 10 هاnT در دوره های زمانی آرام و چندین صد nT در زمان بادهای مغناطیسی است. جریان وقفه مغناطیسی، دم و حلقه جزئی موجب اغتشاشات اضافی می شوند و باعث عدم تقارن در میدان می شوند که در مدت طوفانهای مغناطیسی افزایش یافته اند. قسمت متقارن این میدان مزاحم مرکب توسط DST بررسی شده است. زمان طوفان مزاحم برای 4 مورد پایش و اندازه گیری در ارتفاع پایین به دست آمده است.
از آنجایی که WMM با اهداف تحقیقاتی مورد استفاده قرار میگیرد، باید بتواند به صورت دقیق مقادیر میدان مغناطیسی را برای یک بازه زمانی 5 ساله محاسبه کند. بر این اساس، توانایی در محاسبه تغییرات ارضی، خیلی مهم است و داده های بازه های زمانی طولانی در این مرحله به کار می آید.
انتخاب و پیش پردازش برای مدل ها
مجموعه داده های ماهواره ای اورستد و چمپ نیازمندی های WMM را برطرف می کنند. چمپ پایین تر از دو ماهواره قرار دارد و از اینرو در معرض سطح آلودگی بیشتری است. این آلودگی ناشی از سیگنال میدان پوسته و همچنین سیستم های جریان الکتریکی که بین سطح زمین و مسیر ماهواره در جریان است، می باشد. از سوی دیگر، داده های چمپ که در ارتفاع پایین به دست آمده قید های بهتری را بر روی طول موج های کوچک مدل میدان مغناطیسی داخلی، تامین می کند.
هر دو ماهواره، داده های برداری و اسکالر با کیفیت بسیار بالا در تمام عرض ها و طول های جغرافیایی تأمین می کنند. گپ ها کاملاً در اتصالات بین مجموعه داده های متوسط ساعتی پایش شده تقریباً در کل دوره مورد نظر پیوسته است. هرچندکهپوشش فضایی ضعیفاستشکل1ضمیمه (الف) داده های پایشی از اینرو قید های خوبی را در مدت زمان تغییرات میدان مغناطیسی زمین به دست می دهد. سطح نویز در داده های پایش بیشتر از داده های ماهواره ای است. که علت آن نزدیکی پایشگرها به اجسام هادی در پوستهاست.میدان هایخارجیمتغیر بازمان،جریان هایالکتریکی را به اینهادی ها القا می کند و باعث تولید تزاحم مغناطیسی در پایشگرها می شود.
مقادیر اندازه گیری شده مغناطیسی ماهواره چمپ بدلیل اثر دیا مغناطیسی محیط پلاسمای اطراف، تحت تأثیر قرار می گیرد و باعث کاهش توانایی خواندن میدان مغناطیسی می شود. این اثر در مرتبه یک چندnT بوده و در نزدیکی استوای مغناطیسی در ساعت های پیش از نیمه شب قوی تر است. با استفاده از چگالی الکترون و دماهای خوانده شده توسط پراب(سنجنده) لانگمور چمپ، یک اصلاح دیا مغناطیسی ساده بر روی داده های چمپ اعمال می شود.
انتخاب برای توانایی پیشگویی پیشرو تا 2010پیشگویی تغییرات سکیولار تا 2010 تا حدودی وابسته به مجموعه طولانی از پایش های متوسط سالیانه در X،Y،Z از آنجایی که داده های ماهواره و داده های متوسط ساعتی پایش فقط حدود 5 سال را پوشش می دهند. این شامل انتخاب موضوعی بر مبنای پیوستگی و طول مجموعه های زمانی و توانایی پایش و رسم داده ها برای شناسایی، پرش های تعیین نشده و اولین قسمت های ضبط شده که نویزی بوده اند. هر عدم پیوستگی شناخته شده به عنوان مثال ناشی از تغییر موضع ستون، پایه- های پایش مطلق به کار گرفته شده است. لیست پایشگرهای استفاده شده و پوشش زمانی در جدول 6 ضمیمه (ب) آمده است.
روشهای مدلسازیابتدا یک مدل اصلی بر اساس تمامی دادههای موجود تشکیل داده میشود، تا به منظور سنتز مقادیر میدان مغناطیسی در خلال (1999-2000 الی 2004-2005) مورد استفاده قرار گیرد.
پیشبینی تغییرات ارضیپیشبینی تغییرات آتی میدان مغناطیسی، از روی دادههای میانگین سالیانه مشاهده شده بلندمدت و نیز برونیابی چند جملهای مدل اصلی و بر اساس دادههای ماهوارهای و مقادیر میانگین ساعتی مشاهده شده انجام میگیرد. دادههای میانگین با استفاده از تعیین و اعمال فیلترهای خطی پیشبینی کننده بر سری تفاضلی مرتبه اول پردازش میشوند و حاصل تقریبی از تغییرات ارضی تا سال 2010 (مک میلان و کوئین 2000) قابل استفاده می باشد.
تکنیکهای وزندهی به دادههایکی از عمدهترین مسایل در حین مدلسازی میدان ژئومغناطیسی، برآورد وزنی است که باید به هر یک از دسته دادهها اعمال گردد و در هر دسته از دادهها، وزنی که باید به هر یک از دادهها اعمال گردد. در اصل دادهها را باید با معکوس واریانس خطای اندازهگیری وزن دهی کرد، اما این واریانس نیز به نوبه خود اغلب مجهول است. علاوه بر این، مدل های میدان مغناطیسی، تمامی منابع میدان مغناطیسی اندازهگیری شده را مدل نمیکنند بنابراین وزن دادهها باید تأثیر این سیگنال های مدل نشده را نیز در خود بگنجانند. به منظور حفظ اثرات چگالی در نزدیکی قطبین و افزایش میزان نویز در عرض جغرافیایی بالا، به دادههای حاصل از ماهوارهها در این محدودهها وزن کاهیده اعمال میشود. روند مشابهی در بکارگیری دادههای مشاهداتی مورد استفاده قرار میگیرد که توزیع آنها در اروپای غربی و آمریکای شمالی زیاد است و در نیمکره جنوبی کم است.
لایه یونوسفر در عرض جغرافیایی بالا، همواره در معرض بارش ذرات بارداری است که باعث میشوند رسانایی آن حتی در شرایط تاریکی مطلق بالا باشد. تأثیر میدانهای مغناطیسی مگنتوسفیر در یونوسفر قطبی ظاهر میشود و سیستم های مختلف جریان از آن مشتق میشوند. این سیستم جریانها خیلی متغیر هستند اما حتی در دورههای سکوت مغناطیسی نیز وجود دارند. بنابراین دادههای جمعآوری شده در این نواحی باید به دلیل وجود نویز بالا با وزن کاهیده در سری دخالت داده شوند. به همین منوال، دادههای برداشت شده در طلوع و غروب خورشید از آنهایی که در نیمهشب برداشت میشوند خیلی نویزدارتر هستند؛ علیالخصوص در ارتفاعات بالا این مسئله جدیتر است و وزندهی باید به نحوی صورت گیرد که این نکته را در خود لحاظ کند. چگالی بالای داده بَرداری ماهوارهای در عرض جغرافیایی بالا، و شکافی که در دادههای مربوط به قطبین وجود دارد، از خصوصیات مدار ماهواره ناشی میشود. سایر نامنظمیهای پوشش دادههای فضایی از ارجح بودن انتخاب دادههای مربوط به دوره سکوت ناشی میشود. جهت جبران معضل ناشی از دادههای نامساوی، تعداد دادهها در نواحی مساوی شمرده میشود و دادههای هر یک از نواحی در معکوس تعداد دادههای همان ناحیه ضرب میشود.
قطب مغناطیسی و محل دوقطبی خارج از مرکزقطبهای ژئومغناطیسی، که از آنها تحت عنوان دو قطبی نیز یاد میشود را میتوان از طریق 3 ضریب نخست گاوسی مورد محاسبه قرار داد. با استفاده از ضرایب WMM2005 که در سال 2005 برای قطب مغناطیسی شمالی محاسبه شدهاست، این قطب در طول جغرافیایی 78/71 درجه غربی و عرض جغرافیایی ژئودزی 74/79 درجه شمالی قرار دارد؛ و قطب جنوب ژئومغناطیسی در طول جغرافیایی 22/108 درجه شرقی و عرض جغرافیایی 79/74 درجه جنوبی قرار دارد.
قطبهای مغناطیسی که با عنوان قطبهای فرورفته نیز شناخته میشوند، از تمامی ضرایب گاوسی و با استفاده از یک روش تکراری محاسبه میشوند. در سال 2005 قطب مغناطیسی شمالی در طول جغرافیایی 23/118درجه غربی و عرض جغرفیایی ژئودزی 21/83 درجه شمالی قرار داشت و قطب جنوب مغناطیسی در طول جغرافیایی 86/137 درجه شرقی و عرض جغرافیایی 53/64 درجه جنوبی قرار داشت. در عمل، میدان ژئومغناطیسی در این قطبین فرورفته کاملاً قائم است، اما در طول روز مسیر هایی به صورت بیضیگون را طی میکند که از روزی به روز دیگر تغییرات چشمگیری دارد و تقریباً در مرکز موقعیت فرورفتگی قرار دارد.
موقعیت مرکز دوقطبی خارج از مرکز که از آن با عنوان مرکز مغناطیسی نیز یاد میشود، با استفاده از 8 ضریب اول گاوسی محاسبه میشود که در سال 2005 تقریباً بودهاست.
پارامتریسازی مدلمیدان هندسی اندازهگیری شده در سطح زمین یا در مدار ماهواره، حاصلجمع میدانهای حاصل از منابع داخلی یا خارجی کره زمین است. برخلاف منابعش، میدان مغناطیسی داخلی B یک میدان پتانسیل است و بنابراین میتوان آن را به صورت منفی گرادیان یک کمیت اسکالر نوشت. این پتانسیل برحسب ترمهای هارمونیک کروی به صورت ذیل نوشته میشود:
(2-1)
که در آن a (2/6371 کیلومتر) شعاع مرجع میدان مغناطیسی استاندارد زمین است، عرض جغرافیایی، طول جغرافیایی و شعاع در یک دستگاه مختصات مرجع کروی ژئوسنتریک است وضرایب گاوسی وابسته به زمان از درجه n و مرتبه m است که منشاءهای داخلی میدان را توصیف میکند.توابع لژاندر شبه نرمال اشمیت هستند.[ضمیمه الف]
در این توابع تعداد n = 36جمله مورد استفاده قرار داده شده و از باقی جملات صرفنظر شدهاست. فرض آن است که ضرایب داخلی گاوسی[جدول 1 ضمیمه ب] از درجه 1 تا 8 چندجملهای درجه 2 نسبت به زمان هستند،
(3-1)

در سمت چپ معادله 3-2، وتوابع متغیر با زمان هستند ودر سمت راست معادله نماینده ثوابت هستند. زمان بر حسب سال دهدهی داده شده است و t0 تاریخ مرجع مدل است و تقریباً در نقطه میانی گستره زمانی ماهواره و مقادیر میانگین ساعتی مشاهده انتخاب شدهاند. از درجه 9 تا 12 وابستگی ضرایب گاوسی داخلی به زمان، به صورت خطی در نظر گرفته میشود، و در درجات بالاتر نسبت به زمان ثابت فرض میشود. این عدد، آخرین عددی است که در آن میتوان ضرایب را بدون اثر دمپینگ به صورت روباست تعیین کرد.
مدلی که در معادله 2-2 ارائه شده است، صرفاً در مواردی که منشاء داخل کره زمین است کاربرد دارد؛ نظیر میدان پوسته زمین و میدان داخلی اصلی زمین. برای میدانهای خارجی ناشی از جریانات یونوسفر و مگنتوسفیر، یک نمایش هارمونیک کروی نظیر معادله 2-1 مناسب است. با این حال، میدانهای خارجی معمولاً در دستگاه مختصات مرجع متصل به خورشید بیان میشوند. مدل فعلی ما، نوعی مدل پارامتری مگنتوسفیری درجه 2 ثابت است که در دستگاه مختصات مرجع خورشیدی بیان میشود. برای مشاهده کننده مدوری که به زمین متصل شدهاست، این میدان تغییرات منظم روزانه و فصلی دارد.
جابجاییهای جزر و مدی آب دریا از طریق میدان مغناطیسی زمین، میدانها و جریانهای الکتریکی القایی و میدانهای مغناطیسی ثانویپدید میآورد که تا حدود 7 نانو تسلا در سطح اقیانوسو 3 نانو- تسلا در مدار ماهوارهای میرسد. این میدانها به خوبی از دادههای ماهوارهای قابل استخراج و تجزیه و تحلیل هستند و با پیشبینیهای مربوط به جریانهای اقیانوسی جذر و مدی اشتراکاتی دارند (تایلر و دیگران، 2003).
در نهایت وقتی مجموعه دادهها شامل دادههای میانگین مشاهدات ساعتی باشد، جابجایی عددی در هر یک از جایگاههای ناظر نیز باید لحاظ گردد تا اثر میدانهای محلی که اکثراًً در پوسته زمین تولید میشوند و به وسیله مدل قابل توصیف نیستند نیز تفکیک گردد. سپس در جایگاه مشاهده، میدان مغناطیسی B به صورت:
(4-1)
خواهد بود. که بردار جابجایی عددی، که با عنوان انحراف پوستهای نیز خوانده میشود، نسبت به زمان ثابت میماند.
پارامتریسازی فوق برای برازش مجموعه دادههای منتخب از اندازهگیریهای ماهوارهای و مقادیر میانگین ساعتی مشاهده شده مورد استفاده قرار میگیرد.
نوع دیگری از دستگاه محورهای مختصات که در حوزه مدلسازی میدان مغناطیسی بکار میرود، سیستم مختصات ژئومغناطیسی است. لازم به ذکر است در نرم افزار طراحی شده ما، کاربر اطلاعات مربوط به طول و عرض جغرافیایی را وارد میکند و برنامه این اطلاعات را به مختصات ژئو مغناطیسی بر میگرداند. این سیستم مختصات در بدست آوردن WMM2005 برای شناسایی مکان دادهها در یک باند عرض جغرافیایی از استوای ژئومغناطیسی که در آن مقادیر دادههای برداری مورد نیاز هستند بکار میرود و بر مبنای میدان دوقطبی داخلی مرکزی شده قرار دارد و با سه ضریب اول میدان اصلی در یک مدل هارمونیکی کروی جهانی بیان میشود. محور مرجع آن همراستا با محور دوقطبی قرار دارد که از محور گردش زمین حدود 11 درجه انحراف داشته و سطح زمین را در قطبهای ژئومفناطیسی قطع میکند. استوای ژئومغناطیسی، دایره عظیمهای است که نسبت به قطبین ژئومغناطیسی در موقعیت 90 درجه قرار دارد و عرض جغرافیایی ژئومغناطیسی بین صفر درجه در استوای ژئومغناطیسی تا 90 درجه در قطبین ژئومغناطیسی متغیر است.[ضمیمه الف]
ضرایب مدلضرایب مدل، که از آنها با عنوان ضرایب گاوسی نیز یاد میشود، تصویر دقیق و مناسبی از میدان مغناطیسی اصلی زمین ارائه میکند. مقادیر مربوط به آنها در جدول 1 ضمیمه (الف) ارائه شدهاست. این ضرایب برای محاسبه مقادیر المانهای میدان و نرخ سالیانه آنها در نقاط مختلف نزدیک سطح زمین و در هر تاریخی در خلال سالهای 2005 الی 2010 مورد استفاده قرار میگیرند.
9-2 معادلات مربوط به محاسبه عناصر میدان مغناطیسی
روشی گام به گام برای محاسبه عناصر میدانهای مغناطیسی در یک مکان و زمان مشخص ارائه گردیدهاست. که در آن h ارتفاع جغرافیایی، و طول و عرض ژئودزی و t زمان برحسب سنوات دهدهی است.
در نخستین گام، مختصات ژئودزی بیضیگون بوسیله تبدیل زیر به مختصات کروی ژئوسنتریک منتقل میشود:
(5-2)
(6-2)
که در آن A = 6378.137 km محور شبهاصلی (شعاع استوایی) بیضیگون وB = 6356.75231 kmمحور شبه فرعی بیضیگون مرجع WGS84 است.
در قدم بعدی، ضرایب گاوسی درجه n و مرتبه m در زمان مشخصی تعیین میشوند. این کار از طریق تنظیم ضرایبمیدان در زمان 2005 برای تغییرات ارضی خطی انجام میگیرد:
(7-2)

که در آن زمان داده شده بر حسب سال دهدهی است و t0 = 2005زمان مرجع مدل است.
در گام سوم، مؤلفههای برداری میدان X'،Y' و Z' در مختصات ژئودزی به صورت ذیل محاسبه می شوند
(8-1)
(9-1)
(10-1)
در این نقطه، میتوان تغییرات ارضی مؤلفه های میدان را نیز به صورت زیر محاسبه کرد
(11-1)
(12-1)
(13-1)
در گام چهارم، مؤلفههای برداری X'، Y' و Z' به دستگاه مختصات ژئودزی برگردانده میشوند.
(14-1)

که در آن اختلاف میان عرضهای جغرافیایی ژئوسنتریک و ژئودتیک است و در گام 1 محاسبه شده است. به روش مشابه، مشتقات زمانی مؤلفههای برداری با استفاده از رابطه 15-1 محاسبه میشوند.
(15-1)

در گام بعدی، المانهای مغناطیسی H، F، D، Iو تغییرات شبکه GV به طرق زیر از روی مؤلفههای برداری محاسبه میشود
(16-1)

که در آن arctan(a, b)، tan-1(a/b) است. با در نظر داشتن ربع زاویهای، و اجتناب از تقسیم آن بر صفر که منجر به کاهش در بازه 180- درجه تا 180 درجه و افزایش در بازه 90- تا 90 خواهد شد؛ در H = 0 کاهش، تعریف نشده خواهد بود.
تغییرات ارضی این المانها با استفاده از
(17-1)
انجام میگیرد که در آن بر حسب درجه بر سال هستند. در اینجا، عاملاز رادیان به درجه تغییر میکند. این ضریب تبدیل در معادله 16-1 حضور نخواهد داشت، البته با این فرض که تابع arctan برحسب درجه خواهد بود.
بنابراین با توجه به اطلاعات به روز شده ماهواره های چمپ و اورستد و تعیین ضرایب مدل، به مدل- سازی میدان مغناطیسی زمین بپردازیم.

328422078105فصل دوم
00فصل دوم
36474401184275400000
-662305243205 تبدیل معادلات استخراج شده
به
مدل قابل استفاده
00 تبدیل معادلات استخراج شده
به
مدل قابل استفاده

معادلات به کار گرفته شده
در این بخش به معرفی معادلات به کار گرفته شده در الگوریتم ها می پردازیم. لازم به ذکر است که اثبات این معادلات در فصل قبلی آورده شده است.
مؤلفه های شتاب جاذبه را بصورت زیرمی باشد:
(1-2)
که در آنU، تابع پتانسیل جاذبه، ، فاصله از مرکز زمین،، عرض جغرافیایی زمین مرکزی و، طول جغرافیایی بوده و ،و بترتیب مولفه های بردار شتاب جاذبه در راستای ، و هستند .

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

حل مثال عددی
نام مدل ورودی ها خروجی ها
مدل شتاب ناشی از میدان جاذبه زمین ارتفاعm 1500
عرض جغرافیاییDegree 20 -9.8084
طول جغرافیاییDegree 85
درجه مدل تا 360 20
جدول SEQ جدول * ARABIC 3- حل مثال عددی برای مدل شتاب ناشی از میدان جاذبه زمینمدل باد خورشیدی پارکر به صورت زیر محاسبه می گردد.(2-2)

r فاصله مرکز خورشید تا نقطه مورد نظر وشعاع بحرانی( ) و سرعت صوت() می باشد.( پارامتر گرانشی خورشید و T دمای تاج خورشیدی و )
برای محاسبه دمای الکترون و پروتون در هنگام روز و شب از [ جدول 3 ضمیمه ب] و رابطه زیر استفاده می کنیم:
(3-2)
که در آن دمای لایه i ام و ارتفاع لایه i ام و نرخ نیواری دما (تغییرات دما بر حسب ارتفاع،) در لایه i می باشد.
مطابق جدول [2 ضمیمه ب]، عدد لکه خورشیدی(R) بر اساس F10.7
(4-2)
که در آن F10.7، شار خورشیدی در طول موج 7/10 سانتی متر می باشد.
رابطه باد خورشیدی با فعالیت های ژئومغناطیسی در 1AU
(5-2)
که در آن نمایه ‍ ژئومغناطیسی دامنه روزانه سیاره ای است.
حل مثال عددی:
نام مدل ورودی ها خروجی ها
مدل باد خورشیدی ارتفاعm
(1AU for solar wind)
زمانyear(1996-2017)
ماه(1-12)
روز یا شب 300000 71/310 4/18
1300 4/13
2008 800 5/9
10 36/493 87/106
* 92/449 53/42
53/411 76/6
7/151 3/96 7/68 برای محاسبه پارامتر های میدان مغناطیسی، مؤلفههای برداری میدان X'، Y'و Z'در مختصات ژئودزی به صورت ذیل محاسبه میشوند:(6-2)

مؤلفههای برداری X'، Y' و Z' به دستگاه مختصات ژئودزی برگردانده میشوند
(7-2)

که در آن اختلاف میان عرضهای جغرافیایی ژئوسنتریک و ژئودتیک است.
المانهای مغناطیسی H، F، D،I و تغییرات شبکه GV به طرق زیر از روی مؤلفههای برداری محاسبه میشود:
(8-2)

حل مثال عددی
نام مدل ورودی ها خروجی ها
مدل پارامتر های ناشی از میدان مغناطیسی زمینارتفاعm 2000 31 52/0
زمانyear(2005-2010) 20 7/87 7/47
عرض جغرافیاییDegree 30 7/33594 5/30-
طول جغرافیاییDegree 10 1/306 8/36973-
8/36973 7/33594-
1/33596 1/306
6/49957 جدول SEQ جدول * ARABIC 4- مدل پارامتر های ناشی از میدان مغناطیسی زمینپارامترهای ناشی از اتمسفر زمیندر مدل سازی اتمسفر برای ارتفاع های زیر 86 کیلومتر با استفاده از [جدول 4 ضمیمه ب] داریم:
T0 = 288.16 (k) ,P0 = 1.01325e5 (pa), = 1.225 (kg/m^3)
(9-2)

به ترتیب ارتفاع، فشار، دماوچگالیدرلایه میباشد و n عدد مربوطبه لایه میباشد و λ > 0 (λ، نرخ نیواری دما) به معنای افزایش دما با ارتفاع می باشد.
بدین ترتیب دما و فشار و چگالی بدست آمد. برای محاسبه سرعت صوت از رابطه:
(10-2)
استفاده می کنیم که:
= 1.4 نرخ گرمای ویژه
R = 287(J/kg-K)ثابت هوا
برای ارتفاع های بالاتر از 86 کیلومتر که اتمسفر تحت تاثیر فعالیت های خورشیدی و پارامتر F10.7می باشد از [جدول 5 ضمیمه ب] استفاده می کنیم.
حل مثال عددی
نام مدل ورودی ها خروجی ها
مدل پارامتر های ناشی از اتمسفر زمینارتفاعm 90000 54/193
6/179
5/182
18/0
17/0
18/0

8/278
67/268
85/270
جدول SEQ جدول * ARABIC 5- مدل پارامتر های ناشی از اتمسفر زمین
328422078105فصل سوم
00فصل سوم
36474401184275400000
-662305243205 توصیف نرم افزار شبیه ساز
میدان مغناطیسی
00 توصیف نرم افزار شبیه ساز
میدان مغناطیسی

299466078105فصل چهارم
00فصل چهارم
36474401184275400000
-662305243205 ماهیت میدان مغناطیسی
و
شبیه ساز کوثر100
00 ماهیت میدان مغناطیسی
و
شبیه ساز کوثر100

میدان مغناطیسی چیست ؟میدان عبارتست از فضایی اطراف المانی فرضی چون A که در آن محدوده المان غالب و تعیین کننده شرایط همان المان A است . حال اگر المان A دارای خاصیت مغناطیسی باشد ، میدان اطراف آن میدان مغناطیسی خواهد بود . در این صورت اگر ذره متحرک بار داری با بار q و سرعت V وارد فضای میدان مغناطیسی به بزرگی B شود ، بر آن نیرویی به بزرگی F وارد خواهد شد . در واقع میدان عامل این انحراف از مسیر اولیه ذره است . میزان این انحراف تابع میزان و راستای نیروی F است که از رابطه زیر قابل حصول است .
( 4- 1 ) F=q V×Bدر رابطه بالا F بر حسب نیوتن و q بر حسب کلون و V نیز برحسب متر بر ثانیه است . در این صورت میدان مغناطیسی مولد این نیرو دارای واحد تسلا خواهد بود . واحد میدان مغناطیسی در دستگاه SI تسلا است ( هرتسلا معادل نیوتن-ثانیه بر کولن- متر است ) و هر تسلا عبارتست از بزرگی میدانی که به ذره ای یک کولنی که با سرعت یک متر بر ثانیه عمود بر راستای میدان درحال حرکت است ، نیرویی یک نیوتنی وارد کند .
(1- 2 ) then T=N.sC.mB=FqVاما هر تسلا مقدار بزرگی است برای رفع این مشکل در مصارف آزمایشگاهی واحد دیگری به نام گوس مورد استفاده قرار می گیرد و بین گوس و تسلا رابطه زیر برقرار است .
1 تسلا = 10000 گوس
مبانی فیزیکی پیچه هلمهولتزاساس کارکرد پیچه هلمهولتز ، قانون و رابطه بیو و ساوار است . البته در مراجع اصلی فیزیک این رابطه با دو فرم دیفرانسیلی و غیردیفرانسیلی ذکر شده که در ادامه در قالب روابط 1-4 و 1-5 ارائه شده اند . در واقع این روابط میدان مغناطیسی حاصل از المان مبدل میدان را به صورت جزئی ( دیفرانسیلی ) از میدان مغناطیس نهایی در نظر گرفته و با انتگرال گیری از آن در تمام طول جریان به میدان نهایی می رسد . فرم کلی این روابط به شکل روابط 1-4 و 1-5 است .
(4- 4 )* dBr2=μ04π×IdI×(r2-r1)r2-r13(4- 5 )* Br2=μ04πIdI×(r2-r1)r2-r13
تصویر SEQ تصویر * ARABIC 7- میدان تولیدی ت.سط سیم حامل جریان*پارامتر هایی که به صورت پر رنگ نوشته شده اند ، بردار هستند .
19761203402965تصویر 1-1 ) میدان تولیدی توسط سیم حامل جریان
00تصویر 1-1 ) میدان تولیدی توسط سیم حامل جریان
در رابطه و تصویر فوق جنس متغیر ها به قرار زیراست :
: *I جریان مبدل میدان مغناطیسی بر حسب آمپر (A)
r2 : موقعیت نقطه ای که میدان در آن خواسته شده نسبت به مرجعی مطلوب
r1 : موقعیت المان مبدل میدان نسبت به مرجعی مطلوب
0µ : ضریب گذردهی مغناطیسی خلاء برابر با 4.10-7 (N.s2/C2)
B: میدان مغناطیسی تولیدی
* : باید توجه کرد که شدت جریان کمیتی برداری نیست و در روابطی مانند رابطه های 4-4 و 4-5 که در آنها لازم است I نقش بردار را بازی کند ؛ برداری فرضی در رابطه مورد استفاده قرار می گیرد که دارای بزرگی و جهت شدت جریان و راستای سیم حامل جریان است .
در انتهای این بحث باید این مطلب را ذکر کرد که بر اساس روابط 4-4 و 4-5 شدت میدان مغناطیسی در هر نقطه از فضا اولاً به موقعیت آن نقطه و سپس به شدت جریانی که از مدار می گذرد بستگی دارد . اما باید توجه کرد که در بحت پیچه ها شدت جریان گذرا از پیچه ها بر اثر عواملی چون القاء متقابل پیچه ها و دیگری پدیده خود القایی با جریانی که توسط منبع به پیچه ها اعمال می شود ( و البته در محدوده ای بسیار کوتاه از زمان ) متفاوت است و برای ثبت نتایج در آزمایش حلقه های هلمهولتز یا باید صبر شود تا این محدوده زمانی بگذرد و ثبت نتایج صورت گیرد و یا در صورت انجام آزمایش در این محدوده زمانی باید انواع پدیده های القاء وارد روابط شده و روابط اصلاح شوند ( مطالب مذکور در بخش القاء در انتهای همین فصل به طور کامل مورد بررسی قرار خواهد گرفت ) .
میدان مغناطیسی حلقه
میدان مغناطیسی حاصل از یک حلقه هلمهولتز به شعاع a ، در نقطه ای منطبق بر محور مرکزی آن و در فاصله z از مرکز حلقه ( مانند تصویر شماره 1-2 ) با استفاده از قانون بیو و ساوار با استفاده از روش زیر محاسبه می شود :

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 8- میدان در نقطه ای روی محور تک حلقه (4- 6 ) dI=adθ(-i Sinθ+j Cosθ) (4- 7 ) r2-r1=-ia Cosθ-j aSinθ+kz(4- 8 ) r2-r1=a2+z21/2از قرار دادن روابط فوق در رابطه 4-5 خواهیم داشت :
(4- 9 ) Bz=μ04πI02πi za Cosθ+j zaSinθ+ka2a2+z23/2 dθنتیجه انتگرال دو جمله اول صفر می شود و آنچه باقی می ماند عبارتست از :
(4- 10 )* Bz=μ0I2a2a2+z23/2k* iو j و k ، بردارهای واحد دستگاه دکارتی هستند .
پیچه هلمهولتز و میدان مغناطیسی آنپیچه هلمهولتز از دو پیچه مستدیر با شعاعهای مساوی و محور مشتورک تشکیل شده که جریانی همسو از آنها می گذرد . فاصله میان دو صفحه پیچه طوری انتخاب می شود که مشتق دوم میدان مغناطیسی در نقطه ای واقع بر محور و به فاصله مساوی از پیچه ها صفر شود . تصویر 1-3 چنین دستگاهی را نشان می دهد .

تصویر SEQ تصویر * ARABIC 9- حلقه های هلمهولتزمیدان مغناطیسی در نقطه P عبارتست از :
(4- 11 ) BKz=Nμ0Ia221a2+z23/2 +12b-z2+a23/2عدد N در رابطه بالا مربوط است به حالتی که در آن هر یک از پیچه ها N دور سیم پیچ دارند . مشتق اول Bz نسبت به z عبارتست از :
(4- 12 ) dBdz=Nμ0Ia22-322za2+z25/2 -322(z-2b)2b-z2+a25/2در نقطه z=b مقدار این مشتق صفر است و مشتق دوم تابع میدان نسبت به Z به شکل زیر است
(4-13)
d2Bdz2=-3Nμ0Ia221a2+z252-522z2a2+z272+12b-z2+a252-522z-2b22b-z2+a272 و در نقطه z=b مقدار آن برابر است با :
(4- 14 ) d2Bdz2z=b=-3Nμ0Ia22b2+a2-5b2+b2+a2-5b2b2+a27/2که به ازاء a2-4b2=0 صفر می شود . پس انتخاب مناسب برای b عبارتست از :
2b=aیعنی فاصله بین دو پیچه باید برابر با شعاع پیچه ها باشد . با این شرط و با استفاده از رابطه 4-11 بزرگی میدان در نقطه وسط حلقه ها برابر است با :
(4- 15 ) B(T)=Nμ0Ia853/2 =8.992×10-7NIaدر رابطه بالا شدت جریان بر حسب آمپر و شعاع حلقه بر حسب متر وارد معادله شده تعداد دور سیم نیز بدون بعد است . در نهایت میدان مغناطیسی تولیدی در مرکز فاصله بین دو پیچه بر حسب تسلا خواهد بود .
برای سهولت می توان رابطه 4-15 را به شکل زیر بازنویسی کرد :
(4- 16 ) B(G)=32πN532a*I10در رابطه 4-16 بزرگی میدان مغناطیسی بر حسب گاوس ، شعاع بر حسب سانتیمتر و شدت جریان نیز بر حسب آمپر هستند .
ویژگی و کاربردهای حلقه های هلمهولتزبنابر آنچه گفتیم میدان مغناطیسی به واسطه ذاتی که دارد چه از نظر بزرگی و چه راستا به شدت تابع موقعیت و فاصله نسبت به مولد میدان مغناطیسی است . ویژگی و معجزه حلقه های هلمهولتز تولید میدانی یکنواخت ( چه جهت و چه اندازه ) و درعین حال قابل پیش بینی در محدوده ای از فضاست . همین توانایی حلقه ها ، این حلقه ها را به سامانه های پرکاربرد در زمینه انجام تست و کالیبراسیون محصولات دیگر مرتبط با میدان مغناطیسی تبدیل کرده است . از آنجا که میدانهای الکترومغناطیس در امروزه بسیار پر کاربرد هستند ، حلقه های هلمهولتز اهمیتی صدچندان پیدا می کند .
حلقه های هلمهولتز در تست ابزارهای سنجش بزرگی میدان های الکترومغناطیس مانند اسیلوسکوپها ، تست رادارها و سونارها ، تعیین میزان پاسخگویی سطوح در مقابل میدانهای خارجی ، تعیین ضرایب گذردهی و پذیرفتاری مغناطیسی سطوح با جنس مختلف ( مخصوصاً مواد نانو و نوترکیب ) و ... کاربرد دارد . در عرصه هوافضا نیز هر جا میدان مغناطیسی مطرح است ( در مقدمه از اهمیت میدان مغناطیسی صحبت کرده ایم ) می توان از شبیه ساز میدان مغناطیسی نیز استفاده کرد . تست و تعیین دوپل مغناطیسی مگنتورکرها ، تست و تعیین میزان حساسیت سنسورها و آنتنها نسبت به امواج الکترومغناطیس و میدانهای مغناطیسی ، سمت و سو دادن و هدایت پرتوهای ذرات باردار و سنگین در دستگاههای شبیه ساز محیط تابشی فضا ؛ کاربردهای شبیه ساز میدان مغناطیسی یا حلقه های هلمهولتز است .
تغییرات میدان تولیدی توسط حلقه های هلمهولتز در فضای بین حلقه ها
پیچه های هلمهولتز نقش مهمی در تحقیق علمی دارند و غالباً برای تولید یک میدان مغناطیسی نسبتاً یکنواخت در ناحیه کوچکی از فضا به کار می روند . اما نکته دیگری نیز مطرح است و آن اینکه در چه محدوده ای از فضا می توان میدان را با تقریب خوبی یکنواخت انگاشت یا در دستگاه مختصات دکارتی و در راستای سه بعد از نقطه مرکزی تا چه فاصله ای می توان جابجا شد در عین اینکه میدان مغناطیسی تولیدی با تقریب خوبی ثابت بماند . برای بحث و بررسی این مطلب دو حالات زیر مورد برررسی قرار گرفته اند .
جابجایی در راستای محور حلقه ها
بحث تحلیل نحوه تغییرات مؤلفه های میدان عمود بر محورهای مختصات و نیز در راستای محورهای مختصات از این رو مطرح است که ، جسمی که به عنوان مورد آزمایش در داخل پیچه ها قرار می گیرد دارای ابعاد بوده و در واقع دارای طولی است که در راستای محور مختصاتی و سطحی است که عمود بر محور گسترده شده اند . در این قسمت بحث مربوط به تغییرات مؤلفه های میدان در راستای محورهای مختصات و در بخش آتی بحث مربوط به بررسی تغییرات مؤلفه ها در راستای عمود بر محورها به طور کامل مورد بررسی قرار خواهد گرفت .
به منظور بررسی این موضوع کافیست بسط تیلور میدان حول نقطه مرکزی دو پیچه را تا جمله مرتبه چهارم بنویسیم
(4- 17 ) Bz=Ba2+z-a2∂B∂za2+12z-a22∂2B∂z2a2+…در رابطه بالا Z همان فاصله از یکی از حلقه هاست مانند آن فاصله ای که در تصویر 1-3 نشان داده شده است . چون سه مشتق اول تابع در مرکز دو حلقه صفر است . با محاسبه مشتق چهارم تابع چنین می توان نوشت :
(4- 18 ) Bz=Ba2+124z-a24∂4B∂z4a2+…(4- 19 ) Bz≈Ba21-144125z-a2a4حال برای نقطه ای به فاصله از مرکز دو حلقه رابطه 1-18 و 19 چنین قابل نوشتن است :
(4- 20 )Ba2+ε≈Ba21-144125a2+ε-a2a4(4- 21 ) Ba2+ε-Ba2=-Ba2.144125εa4رابطه 4-20 همان رابطه 4-19 است که در آنa/2 + جایگزین Z شده است در این صورت با تغییر ، بزرگی میدان مغناطیسی در فاصله از مرکز حلقه محاسبه می شود . اما رابطه 4-21 نیز بیانگر اختلاف بزرگی میدان در نقطهa/2 + با نقطه مرکزی حلقه است که این اختلاف تابع بزرگی میدان در مرکز پیچه هاست .
حال اگر به اختلاف میدان در نقاطa/2 + و a/2مقدار دهیم ، می توانیم ماکسیمم فاصله ای را که در آن اختلاف به آن مقدار مفروض می رسد را بدست آوریم :
→110= 144125εa4Ba2+ε-Ba2=110Ba2⇒ε=0.543a→1100= 144125εa4Ba2+ε-Ba2=1100Ba2⇒ε=0.305a→11000= 144125εa4Ba2+ε-Ba2=11000Ba2⇒ε=0.172aنمودار تصویر 10 نشان دهنده تغییرات بزرگی میدان در نقطه مرکزی فاصله بین حلقه ها با فاصله گرفتن از نقطه مرکزی فاصله ، واقع بر خط واصل مرکز دو حلقه است .
برای رسم نمودار 10 فرضیات زیر در نظر گرفته شده است ( فرضیات مربوط به نمونه مورد آزمایش یا همان مدل 6402 شرکت ETS.LINDGREN است ) .
a=30.5 cm
N=36
I=20 A
then B(a/2) = 2.122*10-3 T = 21.22 G
( 1-22 ) Bz≈2.122*10-31-144125z-15.2530.54 z∈0,30.5
تصویر SEQ تصویر * ARABIC 10-نمودار تغییرات شدت میدان تولیدی منطبق بر محور حلقه های هلمهولتز
اگر اختلاف مطلوب بین B(a/2 + ) و B(a/2) را برابر 0.01 قرار دهیم ، می توان چنین نوشت :
5.947≤Z≤24.553cm-9.303≤ε≤9.303 cmBa2+ε-2.122*10-3=2.122*10-3100 ⇒εMax=0.305aتصویر شماره11 ، نموداری است که بزرگی میدان را بر حسب فاصله از مرکز حلقه ها رسم می کند . این نمودار با نمودار تصویر شماره 10 تطابق کامل دارد ؛ که البته باید هم چنین باشد .
جدول شماره نیز تغییرات شدت میدان و نهایت تغییر طول مجاز و متناسب با مقدار اختلاف وروردی را ، نشان می دهد .
میدان در نهایت ( T ) a/بیشینه درصد اختلاف میدان در مرکز حلقه

user8271

جدول (1- SEQ جدول_(1- * ARABIC 1): اجزای بنیادی جهان و مشخصات آنCharge
(Q) Lepton
Number
(L) Baryon
Number
(B) Spin
(S) Name +2/3 0 1/3 1/2 u (up) -1/2 0 1/3 1/2 d(down) +2/3 0 1/3 1/2 s(strange) -1/2 0 1/3 1/2 c(charm) Quarks
+2/3 0 1/3 1/2 t(top) -1/2 0 1/3 1/2 b(bottom) -1 1 0 1/2 e(electron) 0 1 0 1/2 νe(e-noutrino) -1 1 0 1/2 μ(muon) 0 1 0 1/2 νμ(μ-noutrinoLeptons
-1 1 0 1/2 τ(tau) 0 1 0 1/2 ντ(τ-noutrino) 0 0 0 1 γ(photon) ±1,0 0 0 1 w±,z0(weak boson Gauge
boson
0 0 0 1 gi(i=1,…,8 gluons) تعداد شش لپتون وجود دارد که بر حسب بار الکتریکی و عدد لپتونی دسته بندی می‌شوند. همچنین شش آنتی لپتون وجود دارد که علامت آن‌ها بر عکس لپتون ها است.
بنا بر این مدل شش طعم کوارک با اسپین 12 وجود دارد. که بالا (u)، پایین (d)، شگفتی (s)، افسون (c)، زیبایی (b) و حقیقت (t) نام دارند که هر کدام دارای یک آنتی کوارک می‌باشند. ضمنا هر کدام از کوارک ها و آنتی کوارک ها دارای سه رنگ (آبی- قرمز- سبز) هستند.
و در نهایت هر بر هم کنشی واسطه مخصوص خود را دارد. چهار نیروی اصلی و بنیادی در طبیعت وجود دارد قوی، الکترومغناطیس، ضعیف و جاذبه. نیروی جاذبه در مدل استاندارد بررسی نمی‌شود. فوتون ها واسطه نیروهای الکترومغناطیس هستند و به همین دلیل به آن‌ها حاملان نیرو می‌گویند و چون فوتون ها ذراتی بدون جرم هستند، نیروهای الکترومغناطیسی برد بالایی دارند. بوزون های باردار+ w و w- و بوزون خنثی z واسطه نیروهای ضعیف هستند، به این بوزون ها حاملان بار ضعیف می‌گویند و به علت جرم زیاد ذرات واسطه، بر هم کنش ضعیف کوتاه برد است. گلئون ها که بدون جرم اند و از نظر بار الکتریکی خنثی هستند، واسطه نیروهای قوی هستند و به آن‌ها حاملان رنگ گفته می‌شود. بر هم کنش قوی نیز به علت بدون جرم بودن گلئون ها، برد بالایی دارند اما نسبت به بر هم کنش الکترومغناطیس برد محدودتری دارند.
centercenterفصل دوم
00فصل دوم

2- مدل‌های هسته‌ای2-1- مقدمهبرهمکنش متقابل میان نوکلئون ها هنگامی که برای تشکیل هسته‌های سنگین و متوسط متراکم می‌شوند، برای مدت طولانی مورد تجزیه و تحلیل قرار گرفته‌اند. مفهوم نیروی بین هسته‌ای و محاسبه خصوصیات هسته‌ای بسیار پیچیده است و برای شناخت هسته و خصوصیات آن، تنها راه ساده سازی، شبیه سازی و استفاده از مدل‌های هسته‌ای خاص و نیروهای هسته‌ای ساده شده است.
در هر هسته حالتی با کم‌ترین انرژی، حالت پایه نامیده می‌شود و حالت‌هایی با انرژی بالاتر را، حالت‌های برانگیخته می‌نامند. بسیاری از خصوصیات نیروهای هسته‌ای را می‌توان از بررسی هسته در حالت پایه بدست آورد، در برسی های دقیق‌تر ویژگی‌های معینی ظاهر می‌شوند. مدل‌های هسته‌ای برای توضیح این ویژگی‌ها توسعه داده شده‌اند. در غیاب یک تئوری دقیق تعدادی از مدل‌های هسته‌ای توسعه یافته‌اند. برای این کار فرضیات بسیاری برای ساده سازی روابط به کار رفته‌اند. هر مدل تنها قادر به توضیح بخشی از دانش تجربی ما راجع به هسته است.
در حالت کلی مدل‌های هسته‌ای به دو گروه تقسیم می‌شوند: مدل‌های ذره مستقل (IPM) که در آن نوکلئون ها به طور مستقل در یک پتانسیل هسته‌ای معمولی حرکت می‌کنند. گروه دیگر، مدل‌های برهم کنش قوی (SIM) که در آن نوکلئون ها به طور قوی با یکدیگر جفت شده‌اند. ساده‌ترین مدل برهم کنش قوی، مدل قطره مایع است و ساده‌ترین مدل ذره مستقل، مدل گاز فرمی است.
2-2- مدل قطره مایعی و فرمول نیمه تجربی جرمنظریه مفصل بستگی هسته‌ای، مبتنی بر روش‌های ریاضی و مفاهیم فیزیکی پیچیده، توسط بروکنر و همکارانش (از 1954 تا 1961) ابداع شده است. مدل بسیار ساده شده‌ای نیز در سال 1935 توسط وایس زکر با پیشنهاد بور بدست آمد. در این مدل از بعضی ویژگی‌های ظریف‌تر نیروهای هسته‌ای صرف نظر شده است، ولی بر جاذبه قوی بین نوکلئونی تاکید می‌کند. در این مدل فرض می‌شود که نوکلئون ها با همسایه‌های نزدیک خود فعل و انفعال متقابل دارند، درست همان گونه که مولکول‌ها در یک قطره آب با هم برهم کنش دارند [5,4,3].
فرض‌های اساسی به قرار زیرند:
1- هسته از ماده غیر قابل تراکم تشکیل شده است، به طوری که R∝A1/3.

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

2- نیروی هسته‌ای برای هر نوکلئون یکسان است و به نوع آن بستگی ندارد.
3- نیروی هسته‌ای اشباع می‌شود.
آثار کولومبی و مکانیک کوانتومی را به طور جداگانه بررسی می‌کنیم. طبق فرض‌های 2 و 3، در یک هسته نامتناهی با A نوکلئون، انرژی بستگی اصلی متناسب با A است. اما چون هسته‌های واقعی متناهی هستند، معمولاً یک شکل کروی برای آن در نظر می‌گیرند. از این رو نوکلئون های سطحی، به اندازه آنچه هم اکنون تخمین زدیم، تحت جاذبه یکسان از طرف دیگر نوکلئون ها قرار نمی‌گیرند و از این رو باید جمله‌ای متناسب با تعداد نوکلئون های سطحی یا متناسب با مساحت سطح را از تخمین مبتنی بر هسته‌ی نا متناهی، کم کرد. از طرفی نیروی دافعه کولومبی که بین تمام جفت پروتون‌ها برقرار است، از انرژی بستگی کم خواهد کرد. (نیروی کولومبی دارای برد زیاد است و اشباع نمی‌شود). علاوه بر این، جمله‌ای را باید معرفی کنیم که به هسته‌های با N=Z، بیشترین بستگی را نسبت دهد. این جمله، پیامد مستقیمی از رفتار مکانیک کوانتومی نوترون‌ها و پروتون‌ها می‌باشد. بالاخره، باید جملات تصحیحی لازمی را معرفی کنیم که بیشترین بستگی را برای هسته‌های زوج- زوج و کمترین بستگی را برای هسته‌های فرد- فرد به دست بدهند و آثار پوسته‌ای را منعکس کنند.
اهمیت این مدل در این حقیقت نهفته است که جنبه‌های علمی داده‌های جرم هسته‌ای را تبیین می‌کند. این امر تایید کننده آن است که جمله انرژی بستگی اصلی، که متناسب با A می‌باشد، باید تصحیح شود. چون این جمله در بین فرض‌های دیگر به فرض "استقلال از بار" نیروهای هسته‌ای بستگی دارد، می‌توان نتیجه گرفت که بر هم کنش‌های هسته‌ای n-n، p-p، p-n یکسان هستند.
انرژی بستگی، B، یک هسته عبارت است از اختلاف انرژی بین جرم هسته و جرم کل پروتون‌ها (Z پروتون) و نوترون‌های تشکیل دهنده آن (N نوترون) که به صورت زیر نوشته می‌شود.
(2- SEQ (2- * ARABIC 1)B={Zmp+Nmn-mX-Zme}رابطه انرژی بستگی کل یک هسته را می‌توان به صورت زیر نوشت.
(2- SEQ (2- * ARABIC 2)BA,Ztot=avA-asA23-acZZ-1A-13-aa(N-Z)2A-1±δ+ηکه در آن
avA جمله حجمی
asA23 جمله سطحی متناسب با مساحت سطح کره(4πr2).
±δ جمله انرژی زوجیت، که برای هسته‌های با A ی فرد برابر صفر است، برای هسته‌های (N زوج - Aزوج) علامت (+) و برای هسته‌های (N فرد – Aفرد) علامت (-) را به کار می‌بریم و ???? جمله پوسته‌ای، که اگر N یا Z یک عدد جادویی باشد مثبت است.
aa(N-Z)2A-1/3 جمله انرژی عدم تقارن و acZZ-1A-13 جمله انرژی کولنی هستند.
2-2-1- انرژی عدم تقارنجمله عدم تقارن نتیجه مستقیم رفتار کوانتوم مکانیکی پروتون‌ها و نوترون‌ها است و بیشترین بستگی را به هسته‌هایی با N=Z، بیشترین بستگی را نسبت می‌دهد.
طبق اصل طرد پائولی در هر طراز فقط یک نوکلئون می‌تواند وجود داشته باشد و فرض می‌کنیم ترازها در فاصله یکسان ∆ از هم قرار داشته باشند، انرژی عدم تقارن عبارت است از اختلاف بین انرژی هسته-ای یک هسته با اعداد نوترونی و پروتونی N و Z با انرژی ایزوباری که در آن اعداد نوترونی و پروتونی، هردو، مساوی A2 است. اگر بخواهیم هسته اول را از هسته دوم بسازیم باید v پروتون به نوترون تبدیل شود، یعنی
N=12A+v و Z=12A-v → v=12(N-Z) و انرژی لازم برای این کار v2∆ است. و با قرار دادن 1A به جای ∆، جمله انرژی عدم تقارن بدست می‌آید.
2-2-2- انرژی کولنیما در فرض‌های اولیه، دافعه کولنی بین پروتون‌ها را در نظر نگرفتیم، این نیرو دارای برد بلند است و اشباع نمی‌شود، برای محاسبه این نیرو، هسته را به صورت یک کره با بار Ze و شعاع R در نظر بگیریم، آنگاه انرژی کولنی با توجه به روابط زیر محاسبه می‌شود:
(2- SEQ (2- * ARABIC 3)Eکولنی=0ZeQ(r)rdQاز طرفی
(2- SEQ (2- * ARABIC 4)Qr=Ze(rR)3(2- SEQ (2- * ARABIC 5)dQ=3Zer2R3drبا جایگذاری دو عبارت بالا در عبارت اول داریم:
(2- SEQ (2- * ARABIC 6) Eکولنی=0R3(Ze)2rr5R6dr=35(Ze)2Rعبارت بالا شامل یک جمله خود انرژی 3e25R برای هر پروتون است (که با قرار دادن Z=1 پیدا می‌شود)، که اضافه محاسبه شده است، و باید این جمله برای Z پروتون از جمله بالا کسر گردد.
(2- SEQ (2- * ARABIC 7): Ec=35Z(Z-1)e2A13نمودار انرژی بستگی هسته‌ها بر حسب داده‌های تجربی و فرمول نیمه تجربی جرم در شکل‌های .(2-1) و (2-2) نشان داده شده است.

شکل(2- SEQ شکل(2- * ARABIC 1): انرژی بستگی هسته‌ها که به صورت تجربی به دست آمده‌اند.
شکل(2- SEQ شکل(2- * ARABIC 2): انرژی بستگی هسته‌ها براساس فرمول نیمه تجربی جرمهر چند که مدل قطره مایعی را بیشتر بر حالت‌های پایه اعمال می‌کنند، ولی می‌توان آن را برای حالت‌های برانگیخته نیز به کار برد. این حالت‌ها می‌توانند توسط نوسان‌های سطحی قطره‌ی هسته، یا توسط چین و شکن‌هایی که بر روی سطح آن حرکت می‌کنند، ایجاد شوند. این عقیده مخصوصاً در توجیه بعضی از جنبه‌های شکافت هسته‌ای موفق بوده است. مدل قطره مایعی بر آثار جمعی بین نوکلئون های متعدد موجود در هسته نیز تایید دارد و پیشقراول مدل‌های جمعی ساختار هسته‌ای است. آنچه در این مدل صراحت دارد تقسیم سریع انرژی بین نوکلئون هاست که مبنای نظری بوهر را در مورد شکل بندی هسته مرکب در واکنش‌های هسته‌ای تشکیل می‌دهد [6].
2-3- مدل پوسته‌ای هسته2-3-1- مقدمهنظریه اتمی با استفاده از مدل پوسته‌ای توانسته است به طور کاملاً روشن جزئیات پیچیده ساختار اتم‌ها را توضیح دهد. به همین دلیل متخصصان فیزیک هسته‌ای، به امید آنکه بتوانند به توصیف روشنی از خواص هسته‌ها دست یابند، سعی کردند در بررسی ساختار هسته‌ای از نظریه مشابهی استفاده کنند. در مدل پوسته‌ای اتم‌ها، پوسته‌ها را با الکترون‌هایی که انرژی‌شان به ترتیب افزایش می‌یابد پر می‌کنیم، و این آرایش الکترونی به گونه‌ای است که اصل طرد پائولی در آن رعایت می‌شود. بدین ترتیب، هر اتم متشکل است از: یک ناحیه مرکزی خنثی که پوسته‌های پر دارد، و چند الکترون ظرفیت که در پوسته‌ای خارج از این ناحیه مرکزی قرار می‌گیرند. در این مدل، فرض بر این است که عمدتاً همین الکترون‌های ظرفیت هستند که خواص اتم‌ها را تعیین می‌کنند. هنگامی که پیش بینی‌های این مدل را با بعضی از خواص اندازه گیری شده سیستم‌های اتمی مقایسه می‌کنیم، آن‌ها را به خوبی یا هم سازگار می‌یابیم. بویژه مشاهده می‌کنیم که تغییرات خواص اتمی در محدوده هر زیر پوسته تدریجی و کم است، در حالی که وقتی از یک زیر پوسته به زیر پوسته دیگر می‌رویم تغییرات خواص ناگهانی و زیاد است.
هنگامی که سعی می‌کنیم تا این مدل را به قلمرو هسته‌ای هم گسترش دهیم، از همان آغاز کار با چند مانع روبرو می‌شویم. در مورد اتم‌ها، پتانسیل حاکم را میدان کولنی هسته تأمین می‌کند. یعنی یک عامل خارجی زیر پوسته‌ها (یا مدارها) را سازمان می‌دهد. اما در مورد هسته هیچ عامل خارجی وجود ندارد، و نوکلئون ها در پتانسیلی که خودشان به وجود می‌آورند در حرکت اند. یکی دیگر از جنبه‌های جالب توجه نظریه پوسته‌ای اتم‌ها وجود مدارهای فضایی است. خواص اتم‌ها را اغلب بر حسب مدارهای فضایی الکترون‌ها توصیف می‌کنیم. الکترون‌ها می‌توانند نسبتاً آزادانه در این مدارها حرکت کنند، بدون اینکه برخوردی با الکترون‌های دیگر داشته باشند. قطر نوکلئون ها در مقایسه با اندازه هسته نسبتاً بزرگ است. در حالی که هر نوکلئون منفرد در خلال حرکتش در هر مدار می‌تواند برخوردهای متعددی با نوکلئون های دیگر داشته باشد، چگونه می‌توان نوکلئون ها را در مدارهای کاملاً مشخص در حرکت تصور کرد. در مدل پوسته‌ای، مسئله پتانسیل هسته‌ای را با بیان این فرض بنیادی حل می‌کنیم: حرکت هر نوکلئون منفرد را تحت تأثیر پتانسیل واحدی که نوکلئون های دیگر همه در تولید آن شرکت دارند، در نظر می‌گیریم. اگر هر یک از نوکلئون ها را به این نحو مورد بررسی قرار دهیم، آنگاه برای تمامی نوکلئون های موجود در هسته می‌توانیم ترازهای انرژی متناظر به زیر پوسته‌ها را به دست آوریم. وجود مدارهای فضایی مشخص را اصل طرد پائولی تعیین می‌کند. فرض می‌کنیم که در یک هسته سنگین، تقریباً در ته چاه پتانسیل، برخوردی بین دو نوکلئون صورت می‌گیرد و نوکلئون ها هنگام برخورد با هم انرژی تولید می‌کنند، اما اگر تمامی ترازهای انرژی تا تراز نوکلئون های ظرفیت پر شده باشد، هیچ راهی برای کسب انرژی نوکلئون نمی‌ماند؛ مگر آنکه مقدار انرژی به اندازه‌ای باشد که نوکلئون را به تراز ظرفیت برساند. سایر ترازهای نزدیک‌تر به تراز اولیه نوکلئون همگی پر هستند و نمی‌توانند یک نوکلئون اضافی را بپذیرند. انرژی لازم برای این انتقال که از ترازی نزدیک به تراز پایه به نوار ظرفیت انجام می‌شود، بیشتر از مقداری است که معمولاً در برخورد بین دو نوکلئون از یکی از آن‌ها به دیگری منتقل می‌شود. از این رو، چنین برخوردی بین نوکلئون ها نمی‌تواند صورت گیرد، و گویی نوکلئون ها در حرکت مداری شان با هیچ گونه ممانعتی از طرف نوکلئون های درون هسته روبرو نمی‌شوند [7].

2-3-2- پتانسیل مدل پوسته‌اینخستین گام در ارائه مدل پوسته‌ای، انتخاب پتانسیل هسته‌ای مناسب است. در آغاز دو نوع پتانسیل چاه نا متناهی و نوسانگر هماهنگ را در نظر می‌گیریم. همچنانکه در فیزیک اتمی دیدیم، واگنی هر تراز را تعداد نوکلئون هایی که می‌توانند در آن قرار بگیرند تعیین می‌کند. به عبارت دیگر، واگنی هر تراز برابر 2(l+1) می‌شود که در آن عامل (l+1) از طریق واگنی ml و عامل 2 از طریق واگنی ms حاصل شده است. نوترون‌ها و پروتون‌ها، چون ذرات نایکسان هستند، به طور جداگانه شمرده می‌شوند. بنابراین در تراز 1s علاوه بر 2 نوترون، 2 پروتون هم می‌تواند قرار گیرد. ظهور اعداد جادویی 2، 8 و 20 در هر دو نوع پتانسیل دل گرم کننده است، ولی در ترازهای انرژی بالاتر هیچ گونه ارتباطی با اعداد جادویی تجربی به چشم نمی خورد. به عنوان اولین گام در اصلاح مدل، سعی می‌کنیم پتانسیل واقع بینانه تری را انتخاب کنیم. چاه نا متناهی، بنابر دلایلی، تقریب خوبی برای پتانسیل هسته‌ای نیست: برای جدا کردن یک نوترون یا پروتون از هسته، با صرف انرژی کافی باید بتوانیم آن را از چاه خارج کنیم.دراین صورت،عمق چاه نمی نواند بی نهایت باشد. بعلاوه،لبه پتانسیل هسته‌ای نباید تیز باشد بلکه مثل توزیع بار و جرم هسته‌ای، مقدار پتانسیل بعد از شعاع میانگین، R، باید به آهستگی به سوی صفر میل کند. از طرف دیگر، پتانسیل نوسانگر هماهنگ هم لبه اش به اندازه کافی تیز نیست و انرژی جدایی آن نیز بی نهایت می‌شود. از این رو شکل واقع بینانه تر پتانسیل را به صورت بینابینی
(2- SEQ (2- * ARABIC 8)Vr=-V01+exp⁡[(r-R)a]انتخاب می‌کنیم که منحنی نمایش آن در شکل (2- SEQ شکل(2- * ARABIC 3):رسم شده است. پارامترهای R و a به ترتیب شعاع میانگین و ضخامت پوسته هستند، که مقادیرشان تقریباً برابر است با: R=1.25A13fm و a=0.524fm. عمق چاه V0چنان تنظیم می‌شود که برای انرژی‌های جدایی که از مرتبه 50Mev است، مقادیر مناسبی به دست می‌آید. ترازهای انرژی حاصل در شکل (2-4) نشان داده شده است. نتیجه پتانسیل جدید، در مقایسه با نوسانگر هماهنگ این است که واگنی l را در پوسته‌های جدید برطرف می‌کند. هر چه به طرف انرژی‌های بالاتر پیش می‌رویم، فاصله ایجاد شده در این مورد بیشتر می‌شود، به طوری که سرانجام این فاصله بن فاصله بین ترازهای نوسانگر هماهنگ قابل مقایسه خواهد شد. وقتی پوسته‌های حاصل را به ترتیب با 2(l+1) نوکلئون پر می‌کنیم، باز هم اعداد جادویی 2، 8 و 20 را به دست می‌آوریم، ولی اعداد جادویی بالاتر را نمی‌توان با این محاسبات پیدا کرد.

شکل(2- SEQ شکل(2- * ARABIC 4): پتانسیل هسته‌ای بین نوکلئون های هسته به همراه پتانسیل کولنی.2-3-3- پتانسیل اسپین- مداراین پتانسیل را چگونه می‌توانیم اصلاح کنیم تا همه اعداد جادویی را از آن بدست آوریم؟ چون نمی- خواهیم محتوای فیزیکی این مدل را از بین ببریم، مسلماً نمی‌توانیم تغییر زیادی در پتانسیل وارد کنیم. دلایل توجیهی معادله (2- SEQ (2- * ARABIC 9) را به عنوان یک حدس خوب پتانسیل هسته‌ای قبلاً ارائه کردیم. بنابراین، برای بهبود محاسبات لازم است که جمله‌های مختلفی به معادله (2- SEQ (2- * ARABIC 10) افزوده شود. در دهه 1940 تلاش‌های نافرجام زیادی برای یافتن این جمله تصحیحی صورت گرفت و سرانجام مایر، هاکسل، سوئس و جنسن در سال 1949 موفق شدند که با افزودن یک پتانسیل اسپین- مدار فاصله‌های مناسبی بین زیر پوسته‌ها به دست آورند [9,8].
در اینجا بار دیگر به فیزیک اتمی روی می‌آوریم، یکی دیگر از مفاهیم آن را به کار می‌گیریم. برهم کنش اسپین- مدار در فیزیک اتمی که مولد ساختار ریز مشاهده شده در خطوط طیفی است، از برهم کنش الکترومغناطیسی بین گشتاور مغناطیسی الکترون و میدان مغناطیسی ناشی از حرکت الکترون به دور هسته حاصل می‌شود. اثر این برهم کنش نوعاً خیلی کوچک و شاید از مرتبه یک قسمت از 105 قسمت فاصله بین ترازهای اتمی است.
هیچ برهم کنش الکترومغناطیسی از این نوع نخواهد توانست تغییرات محسوسی را در فواصل تراز هسته‌ای ایجاد و اعداد جادویی را باز تولید کند. با وجود این، در اینجا مفهوم نیروی اسپین- مدار هسته‌ای را به همان صورت نیروی اسپین- مدار اتمی، ولی نه از نوع الکترومغناطیسی آن، در نظر می‌گیریم. در واقع، به توجه به آزمایش‌های پراکندگی شواهدی قوی در دست است که حاکی از وجود نیروی اسپین- مدار در برهم کنش نوکلئون- نوکلئون است.
برهم کنش اسپین مدار را به صورت Vsorl∙s در نظر می‌گیریم، ولی شکل Vsor خیلی مهم نیست. این عامل l∙s است که باعث تجدید سازمان ترازها می‌شود. همچنان که در فیزیک اتمی دیدیم، حالت‌ها را در حظور برهم کنش اسپین- مدار بایر با تکانه زاویه‌ای کل j=l+s نشانه گذاری می‌کنیم. عدد کوانتومی اسپین هر نوکلئون برابر s=12 است، پس مقادیر ممکن برای عدد کوانتومی تکانه زاویه‌ای کل عبارت اند از j=l+12 و j=l-12 ( البته به استثنای مورد l=0 که در آن فقط مقدار j=12 مجاز است). مقدار انتظاری l∙s را با استفاده از یک شگرد متداول می‌توان محاسبه کرد. نخست مقدار j2=(l+s)2 را به دست می‌آوریم.
(2- SEQ (2- * ARABIC 11)j2=l2+2l∙s+s2(2- SEQ (2- * ARABIC 12)l∙s=12(j2-l2-s2)با قرار دادن مقادیر انتظاری در این معادله، رابطه زیر حاصل می‌شود.
(2- SEQ (2- * ARABIC 13)l∙s=12[jj+1-ll+1-ss+1]اکنون تراز 1f (l=3) را که دارای واگنی 2(l+1)=14 است را در نظر می‌گیریم. مقادیر ممکی برای j در این تراز عبارتند از l∓12=52, 72 بنابراین، ترازهای مورد نظر به صورت 1f52 و 1f72 خواهند بود. واگنی هر تراز برابر (2j+1) است که از مقادیر mj حاصل می‌شود. ( در حضور برهم کنش اسپین- مدار، ms و ml دیگر اعداد کوانتومی «خوب» به حساب نمی آیند و نمی‌توان آن‌ها را برای نمایاندن حالت‌ها یا شمردن وگنی ها به کار برد.) در این صورت، ظرفیت نوکلئونی تراز 1f52 برابر 6 و ظرفیت 1f72 برابر 8 می‌شود که از جمع آن‌ها مجددا 14 حالت به دست می‌آید ( تعداد حالت‌های ممکن باید حفظ شود، فقط نحوه دسته بندی آن‌ها را تغییر داده ایم ). فاصله انرژی بین حالت‌های 1f52 و 1f72 که زوج اسپین مدار یا دوتایه نامیده می‌شوند، متناسب با مقدار l∙s است. در واقع می‌توان اختلاف انرژی هر زوج حالتی را که در آن l>0 باشد را محاسبه کرد.
(2- SEQ (2- * ARABIC 14)l∙sj=l+12-l∙sj=l-12=12(2l+1)شکافتگی (یا فاصله) انرژی بین حالت‌ها با افزایش j افزایش می‌یابد. حال اگر اثر Vsor را به صورت منفی در نظر بگیریم، عضوی از زوج، که مقدار j در آن بزرگتر است در سطح پایین‌تر قرار خواهد گرفت. اثر این شکافتگی در نمودار شکل (4-2) نشان داده شده است. در اینجا، تراز 1f72 در فاصله (یا گاف) بین پوسته‌های دوم و سوم قرار می‌گیرد. ظرفیت این تراز برابر 8 نوکلئون است، بدین سان عدد جادویی 28 از آرایش جدید حاصل خواهد شد. شکافتگی های d و p به اندازه‌ای نیستند که تغییرات مهمی در دسته بندی ترازها به وجود آورند.) اثر مهم بعدی ناشی از جمله تصحیحی اسپین- مدار را در تراز 1g می‌بینیم. حالت 1g9/2 آنقدر به پایین رانده می‌شود که در پوسته اصلی پایین‌تر قرار می‌گیرد، و وقتی ظرفیت 10 نوکلئونی آن به پوسته 40 نوکلئونی قبلی افزوده می‌شود، عدد جادویی 50 به دست می‌آید. این اثر روی پوسته‌های اصلی دیگر نیز تکرار می‌شود. در هر یک از این موارد، عضو کم انرژی تر زوج اسپین- مدار از پوسته بعدی به پوسته قبلی تنزل می‌کند، و بدین ترتیب باقیمانده اعداد جادویی هم طبق انتظار به دست می‌آید.
مدل پوسته‌ای با وجود سادگی‌اش، در توضیح اسپین و پاریته حالت پایه تقریباً تمام هسته‌ها موفق بوده است، و آن‌ها را به خوبی باز تولید می‌کند. برای گشتاورهای دوقطبی مغناطیسی و چهار قطبی الکتریکی آن‌ها نیز توضیحی نسبتاً موفق (و رضایت بخش) به دست می‌دهد. کاربرد خاصی از مدل پوسته‌ای را که در اینجا در نظر گرفتیم، مدل ذره‌ای خیلی مستقل می‌گویند. فرضیه اساسی مدل ذره‌ی خیلی مستقل این است که به استثنای یکی از نوکلئون ها، بقیه نوکلئون های موجود در هسته تزویج شده‌اند و خواص هسته از همین نوکلئون تزویج نشده منفرد ناشی می‌شود. روشن است که چنین برخوردی مسئله را بیش از حد ساده می‌کند، و بهتر است که در تقریب بعدی تمام ذرات موجود در زیر پوسته پر نشده را در نظر بگیریم [7].
32258005924179c0c
22771105925449b0b
14839955914126a0a

شکل(2- SEQ شکل(2- * ARABIC 5): ترازهای انرژی هسته‌ها. (a با در نظرگرفتن پتانسیل نوسانگر هماهنگ ساده . (b با در نظر گرفتن چاه پتانسیل با لبه‌های گرد شده. (c چاه پتانسیل با لبه گرد شده همراه با برهم کنش اسپین- مدار.
centercenterفصل سوم
00فصل سوم

3- فرایند تبدیل داخلی3-1- خواص دینامیک هسته‌هاهمان طوریکه اتم‌ها جدول مندلیف را با نظم خاصی پر می‌کنند و می‌توانند حالت‌های برانگیخته داشته باشند، پیش بینی می‌شد که هسته‌ها هم بتوانند دارای ترازهای انرژی و حالت‌های برانگیخته باشند. با این تفاوت که هسته‌ها در هنگام گذار از حالت‌های برانگیخته به حالت پایه پرتوهای گاما تابش می‌کنند. از طرفی هسته‌ها می‌توانند با گسیل ذرات آلفا و بتا یا از طریق بمباران و یا سایر واکنش‌های هسته‌ای به یکدیگر تبدیل شوند. خواص دینامیک هسته‌ها را می‌توان با گذار از یک حالت اولیه به حالت نهایی مشخص کرد.
با مطالعه گسیل گاما و فرایند رقیب آن یعنی تبدیل داخلی، تعیین اسپین و پاریته حالات برانگیخته امکان پذیر می‌شود. یک هسته برانگیخته همواره می‌تواند با گسیل تابش الکترومغناطیسی یا تبدیل داخلی به حالت‌های کم انرژی تر واپاشی کند. از طرفی هسته‌ها می‌توانند با گسیل ذرات α و β، یا از طریق بمباران و یا سایر واکنش‌های هسته‌ای به یک دیگر تبدیل شوند. در تمام برهم کنش‌های بالا، اصول پایستگی انرژی، اندازه حرکت خطی، اندازه حرکت زاویه‌ای، بار الکتریکی و تعداد نوکلئون ها برقرار است. اصول پایستگی فوق توانسته است در کشف مجهولات به دانشمندان کمک شایانی کند. مانند کشف نوترینو که وجود آن به کمک پایستگی انرژی و اندازه حرکت خطی پیش بینی و در آزمایشگاه تایید شد.

3-1-1- واپاشی آلفاییتا کنون بیش از 1000 هسته تولید شده و در آزمایشگاه مورد مطالعه قرار گرفته است. هر چند فقط کمتر از 300 تا از این هسته‌ها پایدارند و بقیه آن‌ها رادیواکتیو هستند. هسته‌های پایدار فقط در یک باند بسیار کوچک در نمودار N-Z اتفاق می‌افتد.
ذرات آلفا به عنوان کم نفوذترین تابش‌هایی که از مواد طبیعی گسیل می‌شود، شناسایی شده‌اند.
در سال 1909 رادرفورد نشان داد همانطور که حدس زده می‌شد، ذرات آلفا واقعاً از هسته‌های هلیم تشکیل شده‌اند. تعداد زیادی از هسته‌های سنگین، مخصوصاً هسته‌های مربوط به سری‌های رادیواکتیو طبیعی با گسیل آلفا واپاشی می‌کنند. گسیل هر نوع نوکلئون دیگر در فرایند واپاشی رادیواکتیو خود به خود به ندرت اتفاق می‌افتد. به عنوان مثال گسیل دوتریوم در فرایند واپاشی های طبیعی ملاحظه نشده است. بنابراین باید دلیل خاصی برای انتخاب گسیل آلفا نسبت به سایر مدهای واپاشی وجود داشته باشد. واپاشی آلفایی در هسته‌های سنگین به طور فزاینده‌ای اهمیت پیدا می‌کند، زیرا آهنگ افزایش نیروی دافعه کولنی که به صورت تابعی از z2 افزایش می‌یابد از نیروی بستگی هسته که تقریباً متناسب با A افزایش می‌یابد بیشتر است.
ذره آلفا به دلیل ساختار بسیار پایدار و نسبتاً مقیدش، در مقایسه با اجزای تشکیل دهنده‌اش، جرم نسبتاً کمی دارد. بنابراین در مواردی که امیدواریم محصولات فروپاشی تا جایی که امکان دارد سبک و انرژی آزاد شده حداکثر مقدار را داشته باشد، باید گسیل این ذره را انتظار داشته باشیم. اغلب هسته‌های با A>190 (و بسیاری از هسته‌ها با 150<A<190) از لحاظ انرژی در برابر گسیل آلفا ناپایدارند ولی فقط نیمی از آن‌ها بقیه شرایط را نیز دارا هستند [10].
3-1-2- واپاشی بتازاواپاشی بتا متداول‌ترین نوع واپاشی پرتوزا است. در هسته‌های سبک‌تر احتمال واپاشی α بسیار کم است. این هسته‌ها برای رسیدن به پایداری یک یا چند شکل از واپاشی بتا را متحمل می‌شوند. گسیل الکترون‌های منفی معمولی از هسته، یکی از اولین پدیده‌های واپاشی رادیواکتیوی بود که مشاهده شد. فرایند معکوس گیراندازی الکترون مداری توسط هسته، تا سال 1938 مشاهده نشده بود در این سال آلوارز پرتوهای x مشخصه گسیل شده در اثر پر شدن جای خالی الکترون‌های گیراندازی شده را آشکارسازی کرد. در سال 1934 ژولیو- کوری برای اولین بار فرایند گسیل الکترون مثبت (پوزیترون) در فرایند رادیواکتیو را، دو سال پس از کشف پوزیترون در پرتوهای کیهانی، مشاهده کردند. سه فرایند فوق ارتباط نردیک با هم دارند و تحت عنوان مشترک واپاشی بتازا رده بندی می‌شوند [11].
3-1-3- واپاشی گامابیشتر واپاشی های آلفازا و بتازا، و در حقیقت بیشتر واکنش‌های هسته‌ای، هسته نهایی را در حالت برانگیخته باقی می‌گذارند. این حالات برانگیخته با گسیل یکی دو پرتو گاما که همان فوتون های تابش الکترومغناطیس مانند پرتوهای x یا نور مرئی هستند، به سرعت به حالت پایه واپاشیده می‌شوند. انرژی پرتوهای گاما در گسترهMev 0.1 تاMev 10 هستند. محدوده طول موج آن‌ها بین 104 تا fm 100 است. واپاشی گامازا علاوه بر اینکه تایید کننده مدل لایه‌ای برای هسته‌ها است، اطلاعات خوبی از ساختار هسته و طیف‌های انرژی آن نیز در اختیار ما قرار می‌دهد. این پرتوها به دلیل قدرت نفوذ بالا و جذب و پراکندگی ناچیز در هوا به خوبی قابل آشکارسازی هستند. انرژی پرتوهای گاما با دقت زیادی قابل اندازه گیری هستند. به علاوه مطالعه گسیل گاما و فرایند رقیب آن یعنی تبدیل داخلی، تعیین اسپین و پاریته حالات برانگیخته را امکان پذیر می‌سازد [12].
3-1-4- تبدیل داخلیفرایند تبدیل داخلی یک فرایند الکترومغناطیسی است که با گسیل γ رقابت می‌کند. در این مورد، میدان‌های چند قطبی الکترومغناطیسی هسته سبب گسیل فوتون نمی‌شوند، بلکه برهم کنش میدان‌ها با الکترون‌های اتمی باعث گسیل یکی از الکترون‌های اتم می‌شود (در این حالت هسته با الکترون از طریق فوتون های مجازی بجای فوتون های واقعی برهم کنش دارد). بر خلاف واپاشی بتازا، الکترون در فرایند واپاشی خلق نمی‌شود، بلکه الکترونی است که از قبل در یکی از مدارهای اتم وجود داشته است. به این دلیل، آهنگ واپاشی تبدیل داخلی با تغییر محیط شیمیایی و در نتیجه تغییر مدارهای اتمی می‌تواند اندکی تغییر کند. اما باید توجه کرد که این فرایند دو مرحله‌ای نیست که در آن ابتدا فوتون توسط هسته گسیل شود و سپس الکترون اتمی را با فرایندی مشابه پدیده فوتوالکتریک بیرون براند، احتمال چنین فرایندی بسیار ناچیز است.
در این حالت انرژی هسته‌ای ∆E=Ei-Ef به یک الکترون اتمی منتقل می‌شود و آنرا با انرژی جنبشی:
(3- SEQ (3- * ARABIC 1)Te=Ei-Ef-Bnبیرون می‌اندازد، که در آن Bn انرژی بستگی الکترون در لایه اتمی است که الکترون از آن بیرون انداخته شده است. به علت اینکه انرژی بستگی الکترون از مداری به مدار دیگر فرق می‌کند، حتی برای یک گذار معین ∆E هم الکترون‌های تبدیل داخلی دارای انرژی‌های متفاوتی خواهند بود. بدین سان، طیف الکترون چشمه ای که یک گامای منفرد گسیل می‌کند از مولفه های مختلف تشکیل شده است؛ و این مولفه ها بر خلاف الکترون‌هایی که در واپاشی بتازا گسیل می‌شوند انرژی‌های گسسته ای دارند. بیشتر چشمه های رادیواکتیو، هم الکترون‌های واپاشی بتازا و هم الکترون‌های تبدیل داخلی گسیل می‌کنند، و جدا کردن قله های ناپیوسته الکترون‌های تبدیل داخلی که روی طیف پیوسته β قرار دارند کار نسبتاً آسانی است. شکل (3-1).

شکل(3- SEQ شکل(3- * ARABIC 1): نمونه‌ای از طیف الکترون که ممکن است از یک چشمه رادیواکتیو گسیل شود. چند قله ناپیوسته تبدیل داخلی روی زمینه ناپیوسته واپاشی بتازا قرار دارند.طبق معادله (3- SEQ (3- * ARABIC 2) ، فرایند تبدیل داخلی انرژی آستانه‌ای برابر انرژی بستگی در یک مدار خاص دارد؛ در نتیجه الکترون‌های تبدیل با توجه به پوسته الکترونی که از آن سرچشمه گرفته‌اند با K و L و M و ... مشخص می‌شوند که متناظر با اعداد کوانتومی اصلی n=1,2,3,… هستند. بعلاوه اگر توان تفکیک بسیار زیاد باشد، حتی زیر ساختارهای متناظر با تک تک الکترون‌های هر پوسته را ملاحظه خواهیم کرد. برای مثال پوسته L (n=2 ) دارای اربیتال های اتمی 2s1/2، 2p1/2 و 2p3/2 است؛ الکترون‌های ناشی از این پوسته‌ها به ترتیب الکترون‌های تبدیل LI، LII و LIII نامیده می‌شوند.
پس از فرایند تبدیل، جای الکترون گسیل شده در یکی از پوسته‌های اتم خالی می‌ماند که آن را تهیجا می‌گویند. این تهیجا به سرعت توسط الکترون‌های پوسته‌های بالاتر پر می‌شود، و در نتیجه گسیل پرتوx مشخصه را نیز همراه الکترون‌های تبدیل داخلی مشاهده می‌کنیم.
شکل (3-2)، طیف الکترون 203Hg را نشان می‌دهد. در این شکل طیف پیوسته β و خطوط الکترونی، در انرژی‌های محاسبه شده، قابل مشاهده‌اند.
یکی از نکاتی که در این شکل کاملاً مشهود است، شدت متغیر الکترون‌های تبدیل در واپاشی است. این تغییرات به خصوصیت چند قطبی میدان تابش بستگی دارد؛ در حقیقت اندازه گیری احتمالات نسبی گسیل الکترون تبدیلی یکی از راه‌های اصلی تعیین مشخصات چند قطبی است.
در بعضی موارد، تبدیل داخلی بر تابش گاما ارجحیت دارد؛ در بقیه موارد ممکن است در مقایسه با گسیل گاما کاملا˝ ناچیز باشد. به عنوان یک قانون کلی، در محاسبه احتمال واپاشی گاما باید تصحیح تبدیل داخلی انجام شود. یعنی اگر نیمه عمر (t12∝1λ) یک تراز خاص را بدانیم، احتمال واپاشی کل λt ( برابر0.693t12 ) دارای دو مولفه است، یکی (λγ) ناشی از گسیل گاما و دیگری (λe) ناشی از تبدیل داخلی
(3- SEQ (3- * ARABIC 3)λt=λe+(λγ)واپاشی تراز از طریق فرایند ترکیبی (گسیل گاما و تبدیل داخلی) خیلی سریع‌تر از گسیل گاما به تنهایی خواهد بود. ضریب تبدیل داخلی α را به صورت زیر تعریف می‌کنیم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 4)α=λeλγضریب تبدیل داخلی α، احتمال گسیل الکترون را نسبت به گسیل گاما نشان می‌دهد، که بزرگی آن از مقادیر بسیار کوچک (تقریباً صفر) تا مقادیر بسیار بزرگ تغییر می‌کند. بدین ترتیب، احتمال کلی واپاشی به صورت زیر است
(3- SEQ (3- * ARABIC 5)λt=λγ(1+α)
شکل(3- SEQ شکل(3- * ARABIC 2): طیف الکترون حاصل از واپاشی 203Hg در تصویر بالا، طیف پیوسته بتا همراه با خطوط تبدیل K، L و M تفکیک نشده قابل مشاهده است. در تصویر میانی طیف تبدیل با تفکیک بیشتر نشان داده شده است؛ خطوط L و M به خوبی جدا شده اند و حتی L III نیز تفکیک شده است. در تفکیک خیلی بهتر شکل پایینی، خطوط LI وLII به خوبی از هم جدا شده‌اند.اگر α را ضریب تبدیل داخلی کل بدانیم، آنگاه می‌توانیم ضریب‌های جزئی مربوط به پوسته‌های اتمی مختلف را به صورت زیر در نظر می‌گیریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 6)λt=λγ(1+αK+αL+αM+…)و در نتیجه
(3- SEQ (3- * ARABIC 7)α=αK+αL+αM+…که با در نظر گرفتن زیر پوسته‌ها، می‌توانیم آن را به صورت زیر بنویسیم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 8)αL=αLI+αLII+αLIIIو برای سایر پوسته‌ها هم می‌توانیم روابط مشابهی را بنویسیم.
اهمیت تبدیل داخلی در مطالعات مربوط به ساختار هسته در این واقعیت نهفته است که به ازای یک اختلاف انرژی مفروض Ei-Ef و عدد اتمی Z هسته واپاشنده، ضریب تبدیل محسوسا˝ به نوع و مرتبه قطبیت گذار الکترومغناطیسی متناظر بستگی دارد [14,13].
3-2- محاسبه ضریب تبدیل داخلیهمانطور که گفته شد فرایند تبدیل داخلی یک فرایند الکترومغناطیسی است که در آن هسته با بیرون انداختن یک الکترون اتمی به جای گسیل گاما از حالت برانگیخته خارج می‌شود. الکترون‌هایی را که به این صورت بیرون انداخته شده را الکترون‌های تبدیل می‌نامند. ضریب تبدیل داخلی به عدد اتمی هسته ، انرژی و خصوصیات چند قطبی بودن گذار بستگی دارد. بنابراین مطالعه ما کمک بزرگی در بررسی سطوح انرژی هسته است.
در اینجا یکی از ساده‌ترین موارد را بررسی می‌کنیم. فرض می‌کنیم هسته در یک حالت برانگیخته است که می‌تواند با گسیل تابش E1 به حالت پایه برود. هسته را می‌توان با یک دوقطبی الکتریکی با فرکانس ω مقایسه کرد. حضور این دوقطبی ممکن است باعث القای گذارهایی از حالت پایه اتم به حالت برانگیخته شود. به طور خاص، الکترون‌های K، که در حالت 1S هستند، می‌توانند با تابش دو قطبی به حالت p بروند. برای محاسبه احتمال این گذار از قانون طلایی فرمی استفاده می‌کنیم.
احتمال این گذار طبق قانون دوم فرمی به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 9)w=2πℏMif2ρ(Ef)می‌خواهیم المان‌های ماتریسی Mif و چگالی حالت‌های نهایی قابل دسترس ρ(Ef) را محاسبه کنیم.
تابع موج اولیه الکترون در حالت 1s.
(3- SEQ (3- * ARABIC 10)ᴪi(r,t)=ui(r)exp⁡(-iEiℏt)و ویژه تابع حالت نهایی الکترون به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 11)ᴪf(r,t)=uf(r)⁡exp(-iEfℏt)گذار از حالت اولیه به حالت نهایی توسط میدان الکتریکی هسته القا می‌شود، که به وسیله ممان دوقطبی الکتریکی P که در راستای محور z و با فرکانس ω با زمان تغییر می‌کند توصیف می‌شود. پتانسیل الکتریکی این دو قطبی به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 12)Vr,t=p0cosθr2cos ωt=p0cosθr212(eiωt+e-iωt)در اینجا θ زاویه بین r و محور z است. المان‌های ماتریسی گذارهای القا شده به این صورت است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 13)Mif=eᴪf*(r,t)Vᴪi(r,t)dτMif دارای بزرگی قابل توجهی است، فقط اگر
(3- SEQ (3- * ARABIC 14)Ei-EF=ℏω(3- SEQ (3- * ARABIC 15)uf=Ncos θkr12j32(kr)و برای kr بزرگ
(3- SEQ (3- * ARABIC 16)uf=-N cosθ2πk2r212coskrبا در نظر گرفتن سیستم در یک کره بسیار بزرگ به شعاع R می‌توانیم ویژه تابع آن را تعیین می‌کنیم.
(3- SEQ (3- * ARABIC 17)N=k(34R)1/2برای تابع موج اولیه، تابع موجی شبیه به تابع موج هیدروژن را در نظر می‌گیریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 18)ui=1π1/2(za0)3/2exp-zra0 with a0=ℏ2me2سپس المان ماتریسی به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 19)Mif=p0cosωtek34R121π12za032×0∞exp-zra0 cosθr2 J32krkr12cosθdτ=p0cosωt(ωt)1/2ek(za0)3/2I
با
(3- SEQ (3- * ARABIC 20)I=0∞exp-zra0 J32krkr12drچگالی حالت‌های نهایی باید فقط به حالت‌های p محدود باشد. از شرط ufR=0، شرط کوانتیزیشن به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 21)kR=(n+12)πو n عدد انتگرال گیری است. بنابراین در فاصله k تا ∆k داریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 22)R∆kπ=∆Nو از این معادله داریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 23)ρ=dNdE=Rℏπϑبا ترکیب معادلات (3- 19) و (3- 23) برای دو تا الکترون‌های K بدست می‌آوریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 24)λe=14πℏp02e2k23(za0)3I2ϑℏاز طرفی دیگر λγ با این معادله داده می‌شود:
(3- SEQ (3- * ARABIC 25)λγ=13p02ω3ℏc3با توجه به معادله (3-4) ضریب تبدیل داخلی به صورت زیر است:
(3- SEQ (3- * ARABIC 26)α=4πℏk2e2ϑ(za0)3c3ω3I2از a0z≫1k، این به این معنی است که انرژی گذار در مقایسه با انرژی بستگی الکترون خیلی بزرگ است. همچنین فرض می‌کنیم الکترون خارج شده نسبیتی نیست. برای سازگاری فرض می‌کنیم که برای الکترون mv22≅(ℏk)22m≅ℏω.
انتگرال I با در نظرگرفتن این فرض که e-zra0=1 و داریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 27)I=0∞J32krdrkr12=(2πk2)1/2با جایگذاری در معادله (3- SEQ (3- * ARABIC 28) و با در نظر گرفتن تقریب ذکر شده در بالا داریم:
(3- SEQ (3- * ARABIC 29)αk=8ℏe2m12(2ℏω)12za03c3ω3(3- SEQ (3- * ARABIC 30) =12z3(e2ℏc)4(2mc2ℏω)7/2این فرمول تحت فرضیه‌های ذکر شده برای تابش دوقطبی است، و برای تابش El، به صورت زیر بدست می‌آید:
(3- SEQ (3- * ARABIC 31)αkl=z3(e2ℏc)4ll+1(2mc2ℏω)l+(5/2)ضریب تبدیل داخلی α به عدد اتمی، اتمی که فرایند در آن رخ می‌دهد، انرژی گذار و چند قطبی بودن آن بستگی دارد. به طور کلی نتایج زیر برای چند قطبی‌های الکتریکی (E) و مغناطیسی (M) بدست می‌آید.
(3- SEQ (3- * ARABIC 32)αEL≅Z3n3LL+1e24πℏε0c42mec2EL+52(3- SEQ (3- * ARABIC 33)αML≅Z3n3e24πℏε0c42mec2EL+32در این روابط Z عدد اتمی مربوط به اتمی است که در آن تبدیل داخلی صورت گرفته است و n عدد کوانتومی اصلی تابع موج الکترون مقید است؛ عامل (Zn)3 ناشی از جمله ᴪi.e(0)2 است که در آهنگ تبدیل ظاهر می‌شود. عامل بی بعد e24πε0ℏc همان ثابت ساختار ریز با مقداری نزدیک به 137 / 1 است.
این نحوه برخورد با ضرایب تبدیل تقریبی است، زیرا الکترون را باید نسبیتی در نظر گرفت ( انرژی‌های گذار نوعاً از مرتبه 0.5 تا Mev1 هستند). اما همین معادلات تعدادی از خصوصیات ضرایب تبدیل را مشخص می‌کند.
1- این ضرایب متناسب با z3 افزایش می‌یابند، و در نتیجه فرایند تبدیل در هسته‌های سنگین مهم‌تر از هسته‌های سبک است.
2- ضریب تبدیل با افزایش انرژی گذار به سرعت کاهش می‌یابد.( برعکس، احتمال گسیل γ که با افزایش انرژی به سرعت افزایش می‌یابد.)
3- ضرایب تبدیل با افزایش مرتبه چند قطبی به سرعت افزایش می‌یابند. در حقیقت، برای مقادیر زیادتر L، گسیل الکترون تبدیل ممکن است بسیار محتمل‌تر از گسیل γ باشد.
4- ضرایب تبدیل برای پوسته‌های اتمی بالاتر ( 1n> ) متناسب با 1/n3 کاهش می‌یابد. بنابراین، برای گذار معین به تقریب می‌توان انتظار داشت αKαL≅8 باشد.
بنابراین انتظار داریم که در هسته‌های سنگین برای گذارهای کم انرژی و چند قطبی‌های مرتبه بالا با ضرایب تبدیل نسبتاً بزرگ پوسته K، و در سایر موارد( پوسته‌های اتمی بالاتر، انرژی‌های گذار بیشتر، هسته‌های سبک‌تر و چند قطبی‌های مرتبه پایین‌تر) با مقادیر کوچک‌تر روبرو شویم.
باید متذکر شد که ضرایب مربوط به گذارهای الکتریکی و مغناطیسی به طور قابل ملاحظه‌ای با هم تفاوت دارند؛ بنابراین با اندازه گیری α می‌توانیم پاریته نسبی حالات هسته‌ای را تعیین کنیم. در یک کاربرد دیگر هم استفاده از تبدیل داخلی مهم است، و آن مشاهده گذارهای E0 است که از طریق تابش الکترومغناطیسی ممنوع اند. گذار E0 مخصوصاً در واپاشی های از حالات اولیه 0+ به حالات نهایی 0+ که با هیچ فرایند مستقیم دیگری امکان پذیر نیست، حائز اهمیت است[16,15] .
البته باید توجه داشت که برای همه گذارها از حالت اولیه به حالت نهایی یک فرایند الکترومغناطیسی دیگر نیز امکان پذیر است که در آن هسته برانگیخته به شکل یک زوج الکترون- پوزیترون ظاهر می‌شود که به آن تولید زوج می‌گویند. اما احتمال این فرایند بسیار کم و از مرتبه 10-4 گسیل گاما است.
centercenterفصل چهارم
00فصل چهارم

4- مدل کوارکی و نگرشی جدید به فرایند تبدیل داخلی4-1- مقدمهدر مدل ساختار جمعی هسته‌ها، هسته مانند یک جسم واحد در نظر گرفته شده، مانند یک قطره مایع، بعضی از خواص هسته‌ها نیز بر اساس همین فرض استخراج شده است، که در فصل دوم به آن‌ها اشاره شد. از طرفی در مدل پوسته‌ای اجزاء تشکیل دهنده هسته‌ها یعنی پروتون‌ها و نوترون‌ها نیز در نظر گرفته شده است. این مدل با در نظر گرفتن برهم کنش هسته‌ای بین نوکلئونها در توجیه بعضی خواص هسته‌ای به خوبی موفق بوده است. مدل‌های هسته‌ای دیگری در طی سالیان اخیر، به منظور توصیف جنبه‌های متفاوت هسته‌ها، توسط گروه‌های متعددی ارائه شده است. مانند مدل آلفا- ذره‌ای هسته‌ای. یکی دیگر از این مدل‌ها، مدل شبه کوارکی است.
مدل شبه کوارکی علاوه بر اینکه پروتون‌ها و نوترون‌ها را در تشکیل هسته در نظر می‌گیرد، کوارکهای سازنده نوکلئونها را نیز در نظر می‌گیرد. با توجه به نزدیکی بسیار زیاد نوکلئونها در هسته‌ها، قطعاً کوارکهای سازنده آن‌ها نیروی شدیدی به همدیگر وارد می‌سازند، که باعث می‌شود نوکلئونها، به صورت لحظه‌ای هم که باشد، فروپاشیده شوند و سپس نوکلئونهای جدید تشکیل گردند. این پروسه می‌تواند مکرراً در هسته در حال اتفاق باشد. گرچه در این شرایط محیط هسته را نمی‌توان یک محیط با کوارکهای آزاد در نظر گرفت. با این حال فرض می‌شود که هسته را بتوان با تقریب یک محیط کوارکی در نظر گرفت که شدیداً با هم برهمکنش دارند. گرچه در این مدل نظریه واحدی که بتواند برخی از خواص هسته‌ها را یکجا ارائه دهد وجود ندارد، با این حال با استفاده از این مدل می‌توان اعداد جادویی هسته را بدست آورد. همچنین در این مدل فرمولی برای انرژی بستگی هسته‌ها ارائه شده که هم زمان هم کوارکهای سازنده هسته و هم نوکلئونهای سازنده هسته را در نظر گرفته است.
4-1-1- پلاسمای کوارک- گلئونی و سرچشمه اعداد جادوییدر فیزیک هسته‌ای یک عدد جادویی تعداد نوکلئونهایی ( پروتون‌ها و نوترون‌ها ) است که درون پوسته‌های کامل مربوط به هسته‌های اتمی قرار می‌گیرند. این اعداد و وجود آن‌ها اولین بار توسط السیسر در سال 1933 [17] مورد توجه قرار گرفته است. چیزی که باعث جادویی بودن این اعداد می‌شود، خواصی است که هسته‌ها با این تعداد پروتون‌ها و نوترون‌ها دارا می‌باشند. از جمله این خواص می‌توان به پایداری هسته‌های جادویی، فراوانی بیشتر هسته‌های جادویی در عالم و اینکه جرم هسته‌های جادویی از مقدار پیش بینی شده توسط فرمول نیمه تجربی جرم به طور قابل توجهی کمتر است، اشاره نمود.
در این مدل فرض بر این است که در محیط ترمودینامیکی پلاسمای کوارک- گلئونی، کوارکهای تقریباً مجزا سعی در تشکیل نوکلئونها دارند؛ و اگر بپذیریم که بیشینه بی نظمی و بیشترین مقدار ترکیب‌ها رخ می‌دهد، آنگاه با در نظر گرفتن سیستم‌های جداگانه‌ای شامل یک کوارک مرکزی و تعداد 2، 3، 4، 5، 6، 7 و نهایتاً 8 کوارک اطراف به حالت‌های بیشینه‌ای برابر با اعداد جادویی می‌رسیم [19,18]. اگر پلاسمای کوارک- گلئونی را به عنوان یک محیط ترمودینامیکی فرض نماییم، بایستی تحقیق نمود این محیط ترمودینامیکی که همانند هر محیط دیگر از این نوع به سمت بیشینه بی نظمی پیش می‌رود، چگونه به تعادل نزدیک می‌شود. حالت ترمودینامیکی از کوارکها را در نظر می‌گیریم که این کوارکها تقریباً آزادانه در حال حرکت می‌باشند. اگر دقیق‌تر به محیط پلاسمای کوارک- گلئونی نگاه کنیم، می‌بینیم که در سوپ کوارک- گلئونی آزادی محض وجود ندارد.

شکل(4- SEQ شکل(4- * ARABIC 1): محیط یک پلاسمای کوارک- گلئونی
در شکل (4-1) یک محیط پلاسمای کوارک- گلئونی فرضی رسم شده است، که کوارکها همانند ذرات یک گاز ایده آل در فضا پراکنده‌اند. در این محیط فرضی یک کوارک را در نظر بگیرید که جهت تشکیل یک پروتون یا نوترون تلاش می‌کند. هر کوارک با گیر انداختن دو کوارک دیگر تشکیل یک نوکلئون می‌دهد. در این فضای رقابتی میان کوارک ها حالات مختلفی از تشکیل یک نوکلئون می‌تواند روی دهد. به عنوان مثال به شکل پایین توجه کنید.

شکل(4- SEQ شکل(4- * ARABIC 2): شبکه مکعبی پلاسمای کوارک- گلئونیدر شکل (4-2) کوارکها همانند یک محیط شبکه‌ای در اطراف یکدیگر قرار دارند. کوارک u مرکزی برای تشکیل یک نوترون در حال تلاش است، و برای این امر باید دو کوارک d را گیر اندازد. اگر اینطور فرض کنیم که از تمام کوارکهای اطراف این کوارک u دو کوارک d باشد، آنگاه رقابت دو کوارک رقابت ساده‌ای است. در نگاه اول یک حالت ممکن بیشتر وجود ندارد و آن هم حالت udd است. در نگاه دقیق‌تر دو حالت وجود دارد، یعنی u قرمز به همراه d1 آبی و d2 سبز یا u قرمز به همراه d1 سبز و d2 آبی. پس دو حالت به دست می‌آید. حال شرایطی را در نظر بگیرید که سه کوارک d در اطراف کوارک u جهت گیوند با آن رقابت می‌کنند. در چنین شرایطی ترکیبات ممکن عبارتند از: ud1d2، ud1d3 و ud2d3. اگر رنگ کوارک ها را هم منظور کنیم 6 حالت ممکن به وجود می‌آید که از این 6 حالت با 2 حالت قبل روی هم 8 حالت را نشان می‌دهد. ذکر این نکته ضروری است که هر کدام از این حالت‌ها می‌تواند تشکیل نوکلئون بدهد ولی حداکثر حالاتی که می‌تواند با 3 کوارک اتفاق بیفتد 8 حالت است. مشابه حالت 3 کوارکی عدد به دست آمده برای حالت 4 کوارکی برابر 20 می‌باشد. با در نظر گرفتن 5 کوارک d اطراف کوارک مرکزی با استدلالی مشابه استدلال بالا 20 حالت جدید به دست خواهد آمد که با مجموع قبلی عدد 40 برای عدد جادویی بعدی بدست خواهد آمد، در حالی که عدد جادویی بعدی 28 خواهد بود. از آنجا که شرایط محیط کوارک – گلئونی بیشتر به یک سوپ کوارک- گلئونی شبیه است، مطابق تلاش‌های صورت گرفته در نظریه کرمودینامیک کوانتومی شبکه‌ای این امر تقریباً محرز است که نیروی جاذبه بین کوارکها کاملاً از بین نمی‌رود. بنابراین اگر هر کوارک d ( اطراف کوارک u مرکزی) را نزدیک به کوارکهای دیگر فرض کنیم، آنگاه به عنوان مثال اگر کوارک d2 توسط u جذب شود. ناگزیر کوارک پنجمی که بیشترین نیروی جاذبه با d2 را دارد و نام آن را d2َ می گذاریم، وارد کار می‌شود که آن را کوارک "تحمیل شده" می نامیم. پس هر 4 کوارک d هنگام جذب توسط کوارک u مرکزی می‌توانند کوارکی را در سطحی فراتر از کوارک های اولیه به واسطه فاصله نزدیک و یا اینکه بازنشدگی کامل از هم، به سیستم تحمیل نمایند، که این حالت جدید را چنین می نویسیم:
ud1d1َ , ud2َ , ud3d3َ , ud4d4َ
که به همراه رنگ‌های مختلف آن 8 حالت جدید به وجود می‌آید. این 8 حالت و 20 حالت قبل 28 حالت در اختیار ما می‌گذارد. این موضوع که توسط 4 کوارک d دو عدد مجزای 20 حالته و 28 حالته تولید شده است. به طور مشابه برای 5، 6 و 7 کوارک d اعداد 50، 82 و 126 و نهایتاً با 8 کوارک عدد 184 به دست می‌آید. شواهدی مبنی بر وجود چنین عدد جادویی وجود دارد [20]. کار با بیش از 8 کوارک مستلزم عبور از سطح اول به سطح دوم است (چون در یک شبکه مکعبی تنها 8 کوارک در یک فاصله برابر از کوارک مرکزی قرار دارند)، که این موضوع یعنی جاذبه‌ای که سطح اول و دوم را کاملاً تحت تأثیر قرار می‌دهد و حالت‌های اجباری و تحمیلی، سطح سوم را نیز ایجاد می‌نماید و یا می‌توان از شبکه‌های هندسی دیگری با بیش از 8 کوارک استفاده کرد.

4-1-2- انرژی بستگی هسته‌ها از دیدگاه مدل شبه کوارکیدر مدل پلاسمای کوارک- گلئونی ارائه شده [22,21] دیدگاه جدیدی برای هسته ارائه شده است. در این دیدگاه، هسته شامل پلاسمای سوپ مانند از کوارکها و گلئونها می‌باشد که می‌توان خواص هسته‌ها را با توجه به کوارکهای محتوی به جای نوکلئونها بدست آورد.
به منظور به دست آوردن انرژی بستگی هسته‌ای، با توجه به نگاه شبه کوارکی به نکات زیر توجه می‌کنیم:
1- برای تشکیل هسته‌ها باید انرژی بستگی مثبت باشد.
2- انرژی بستگی مثبت از مرتبه یک درصد انرژی جرم سکون کوارک های درون هسته mqc2 می‌باشد که q نشان دهنده کوارکهای بالا و پایین است.
3- در این مدل انرژی بستگی با حجم پلاسمای کوارک- گلئونی متناسب است. با توجه به اینکه هر نوکلئون از سه کوارک تشکیل شده است، لذا به ازای عدد جرمی A برای هسته، انرژی بستگی متناسب با A3 است.
4- با توجه به عدم تقارن بین تعداد پروتون‌ها و نوترون‌ها، به خصوص در هسته‌های سنگین و در نظر گرفتن نیروی کولنی می‌توان این عدم تقارن و تصحیح کولنی را مابین کوارکهای بالا و پایین موجود در پلاسمای کوارک- گلئونی درون هسته را به صورت N2-Z2Z در نظر گرفت.
با در نظر گرفتن نکات فوق فرمول زیر برای محاسبه انرژی بستگی هسته‌ها ارائه شده است.
(4- SEQ (4- * ARABIC 1)BA,Z=A-N2-Z2+δN-Z3Z+3×mNc2α A>5(4- SEQ (4- * ARABIC 2) δN-Z=1N=Z0N≠Zدر فرمول بالا α = 90 – 100 است.
در مقایسه با مدل قطره مایعی که شامل هفت جمله در انرژی بستگی می‌باشد، این مدل شامل دو جمله است که وابسته به Z و N است که حاکی از سادگی بیشتر و دید جامع‌تری نسبت به هسته است. در این مدل، ذرات هسته‌ای محتوایی آزاد در یک محیط پلاسما مانند چگالی بررسی می‌شود [24,23].
4-2- ضریب تبدیل داخلی بر اساس مدل کوارکی هسته‌هادر مدل شبه کوارکی، هسته شامل پلاسمایی سوپ مانند از کوارکها و گلئونها است که می‌توان خواص هسته‌ها را با توجه به کوارکهای محتوایی به جای نوکلئونها بدست آورد. در فرمول زیر با در نظر گرفتن کوارکهای سازنده نوکلئونها ضریب تبدیل داخلی را بررسی کرده‌ایم. در فرمول زیر شاخص L تابش را به گونه‌ای تعریف می‌کنیم که 2L مرتبه چند قطبی باشد ( برای دو قطبی L=1، برای چار قطبی L=2 و ....). با تخصیص E برای خواص الکتریکی و M برای خواص مغناطیسی فرمول ضریب تبدیل داخلی با توجه به نگاه شبه کوارکی به صورت زیر ارائه شده است.
با در نظر گرفتن پروتون‌ها ضریب تبدیل داخلی برای گذارهای الکتریکی:
(4- SEQ (4- * ARABIC 3)αEL≅Z3n3LL+1e24πℏε0c4((23)3+(23)3+(13)3) 2mec2EL+52و ضریب تبدیل داخلی برای گذارهای مغناطیسی به صورت زیر ارائه شده است
(4- SEQ (4- * ARABIC 4)αML≅Z3n3e24πℏε0c4((23)3+(23)3+(13)3) 2mec2EL+32و اگر علاوه بر پروتون‌ها نوترون‌ها را هم در تابش گاما موثر بدانیم [25]، فرمول‌های زیر به ترتیب برای گذارهای الکتریکی و مغناطیسی ارائه می‌شود:
(4- SEQ (4- * ARABIC 5)αEL≅Z3n3LL+1e24πℏε0c4(233+233+133+233+133+133) 2mec2EL+52≅Z3n3LL+1e24πℏε0c4 2mec2EL+52(4- SEQ (4- * ARABIC 6)
αML≅Z3n3e24πℏε0c4233+233+133+233+133+1332mec2EL+32≅Z3n3e24πℏε0c42mec2EL+32به منظور بررسی فرمول‌های ارائه شده ضریب تبدیل داخلی برای دوازده عدد اتمی، ده چند قطبی E1-E5 و M1-M5 و 8 مقدار انرژی گاما محاسبه و با مقادیر تئوری و تجربی مقایسه شده است [26].
در جدول‌های (4-1) تا (4-39)، ستون اول مقادیر آزمایشگاهی، ستون دوم مقادیر تئوری محاسبه شده با استفاده از فرمول ضریب تبدیل داخلی و ستون سوم، مقادیر محاسبه شده با در نظر گرفتن کوارکهای سازنده پروتون‌ها را نشان می‌دهند. با توجه به معادلات (4-5) و (4-6)، نتایج حاصل از در نظر گرفتن کوارکهای سازنده پروتون‌ها و نوترون‌ها در تابش گاما با مقادیر عددی ستون دوم برابر است.

جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 1): EB =5.50 E-02k shellz=3Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 6.55 E-02 10.00 E-02 6.30 E-02
15 E2 5.65 E+00 9.08 E+00 5.72 E +00
E3 4.10 E+02 6.96 E+02 4.38 E+02
E4 2.83 E+04 5.06 E+04 3.18 E+04
E5 1.92 E+06 3.59 E+06 2.26 E+06
20 E1 2.48 E-02 3.65 E-02 2.30 E-02
E2 1.63 E+00 2.49 E+00 1.56 E+00
E3 8.99 E+01 14.36 E+01 9.04 E+01
E4 4.72 E+03 7.80 E+03 6.91 E+03
E5 2.43 E+05 4.15 E+05 2.61 E+05
32 E1 5.06 E-03 7.05 E-03 4.44 E-03
E2 2.12 E-01 3.00 E-01 1.90 E-01
E3 7.50 E+00 10.79 E+00 6.80 E+00
E4 2.52 E+02 3.67 E+02 2.31 E+02
E5 8.29 E+03 12.23 E+03 7.80 E+03
50 E1 1.11 E-03 1.47 E-03 0.92 E-03
E2 3.07 E-02 4.03 E-02 2.53 E-02
E3 7.12 E-01 9.27 E-01 5.84 E-01
E4 1.57 E+01 2.02 E+01 1.27 E+01
E5 3.39 E+02 4.30 E+02 2.70 E+02
80 E1 2.26 E-04 2.85 E-04 1.79 E-04
E2 4.03 E-03 4.86 E-03 3.08 E-03
E3 6.05 E-02 6.99 E-02 4.40 E-02
E4 8.64 E-01 9.52 E-01 7.00 E-01
E5 1.21 E+01 1.26 E+01 0.80 E+01
120 E1 5.77 E-05 6.90 E-05 4.37 E-05
E2 7.12 E-04 7.84 E-04 4.94 E-04
E3 7.42 E-03 7.51 E-03 4.73 E-03
E4 7.35 E-02 6.82 E-02 4.29 E-02
E5 7.12 E-01 6.05 E-01 3.89 E-01
200 E1 4.41 E-08 3.65 E-08 2.29 E-08
E2 6.99 E-08 2.48 E-07 1.56 E-07
E3 1.08 E-07 1.43 E-05 0.90 E-05
E4 1.66 E-07 0.78 E-05 0.50 E-05
E5 2.55 E-07 0.41 E-05 0.25 E-05
جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 2): EB =2.84 E-01k shellz=6Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 4.38 E-01 8.00 E-01 5.04 E-01
15 E2 3.51 E+01 7.27 E+01 4.58 E+01
E3 2.36 E+03 5.57 E+03 3.50 E+03
E4 1.52 E+05 4.05 E+05 2.55 E+05
E5 9.63 E+06 28.74 E+06 14.47 E+06
20 E1 1.71 E-01 2.92 E-01 1.83 E-01
E2 1.05 E+01 1.99 E+01 1.25 E+01
E3 5.45 E+03 11.45 E+03 6.21 E+03
E4 2.69 E+04 6.24 E+04 3.93 E+04
E5 1.31 E+06 3.32 E+06 2.09 E+06
32 E1 3.62 E-02 5.64 E-02 3.55 E-02
E2 1.45 E+00 2.40 E+00 1.51 E+00
E3 4.87 E+01 8.63 E+01 5.43 E+01
E4 1.56 E+03 2.94 E+03 1.85 E+03
E5 4.90 E+04 9.78 E+04 6.16 E+04
50 E1 8.21 E-03 11.83 E-03 7.45 E-03
E2 2.18 E-01 3.22 E-01 2.02 E-01
E3 4.87 E+00 7.41 E+00 4.46 E+00
E4 1.03 E+02 1.61 E+02 1.01 E+02
E5 2.15 E+03 3.44 E+03 2.16 E+03
80 E1 1.71 E-03 2.28 E-03 1.43 E-03
E2 2.97 E-02 3.89 E-02 2.45 E-02
E3 4.33 E-01 5.59 E-01 3.52 E-01
E4 5.99 E+00 7.62 E+00 4.81 E+00
E5 8.13 E+01 10.14 E+01 6.81 E+01
120 E1 4.46 E-04 5.52 E-04 3.51 E-04
E2 5.38 E-03 6.27 E-03 4.01 E-03
E3 5.48 E-02 6.01 E-02 3.93 E-02
E4 5.24 E-01 5.46 E-01 3.50 E-01
E5 5.01 E+00 4.84 E+00 2.82 E+00
200 E1 8.43 E-05 9.24 E-05 5.92 E-05
E2 6.53 E-04 6.30 E-04 4.00 E-04
E3 4.30 E-03 3.62 E-03 2.38 E-03
E4 2.70 E-02 1.97 E-02 1.24 E-02
E5 1.65 E-01 1.05 E-01 0.66 E-01

جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 3): EB =8.67 E-01k shellz=10Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 1.05 E+00 3.70 E+00 2.33 E+00
15 E2 1.11 E+02 3.36 E+02 2.11 E+02
E3 6.67 E+03 25.80 E+03 14.25 E+03
E4 3.83 E+05 18.75 E+05 11.02 E+05
E5 2.18 E+07 13.30 E+07 8.01 E+07
20 E1 6.24 E-01 13.53 E-01 8.42 E-01
E2 3.51 E+01 9.22 E+01 5.40 E+01
E3 1.65 E+03 5.30 E+03 3.15 E+03
E4 7.40 E+04 28.90 E+04 15.05 E+04
E5 3.29 E+06 15.38 E+06 8.60 E+06
32 E1 1.38 E-01 2.61 E-01 1.64 E-01
E2 5.17 E+00 11.12 E+00 6.89 E+00
E3 1.61 E+02 3.99 E+02 2.51 E+02
E4 4.81 E+03 13.69 E+03 8.42 E+03
E5 1.41 E+05 4.53 E+05 2.85 E+05
50 E1 3.26 E-02 5.47 E-02 3.66 E-02
E2 8.21 E-01 14.93 E-01 8.82.50 E01
E3 1.73 E+01 3.43 E+01 2.09 E+01
E4 3.47 E+02 7.48 E+02 4.58 E+02
E5 6.80 E+03 15.94 E+03 9.45 E+03
80 E1 7.02 E-03 10.57 E-03 6.65 E-03
E2 1.17 E-01 1.80 E-01 1.13 E-01
E3 1.63 E+00 2.58 E+00 1.62 E+00
E4 2.16 E+01 3.52 E+01 2.21 E+01
E5 2.81 E+02 4.69 E+02 2.59 E+02
120 E1 1.87 E-03 2.55 E-03 1.60 E-03
E2 2.19 E-02 2.90 E-02 1.85 E-02
E3 2.15 E-01 2.78 E-01 1.80 E-01
E4 2.01 E+00 2.52 E+00 1.60 E+00
E5 1.48 E+01 2.24 E+01 1.41 E+01
200 E1 3.63 E-04 4.28 E-04 2.75 E-04
E2 2.74 E-03 2.91 E-03 1.89 E-03
E3 1.76 E-02 1.67 E-02 1.10 E-02
E4 1.07 E-01 0.91 E-01 0.60 E-01
E5 6.42 E-01 4.86 E-01 3.19 E-01
جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 4): EB =1.83 E+00k shellz=14Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 3.30 E+00 10.16 E+00 6.01 E+00
15 E2 2.09 E+02 9.23 E+02 5.67 E+02
E3 1.09 E+04 7.08 E+04 4.21 E+04
E4 9.49 E+05 51.45 E+05 32.01 E+05
E5 2.75 E+07 36.51 E+07 22.08 E+07
20 E1 1.30 E+00 3.71 E+00 2.33 E+00
E2 6.92 E+01 25.30 E+01 15.33 E+01
E3 2.91 E+03 14.55 E+03 9.16 E+03
E4 1.17 E+05 7.93 E+05 4.80 E+05
E5 4.70 E+06 42.21 E+06 26.34 E+06
32 E1 3.15 E-01 7.17 E-01 4.41 E-01
E2 1.09 E+01 3.53 E+01 2.22 E+01
E3 3.13 E+02 10.97 E+02 6.35 E+02
E4 8.64 E+03 37.37 E+03 12.96 E+03
E5 2.36 E+05 12.43 E+05 7.56 E+05
50 E1 7.65 E-02 15.03 E-02 9.40 E-02
E2 1.82 E+00 4.09 E+00 2.25 E+00
E3 3.60 E+01 9.42 E+01 5.67 E+01
E4 6.81 E+02 20.54 E+02 12.06 E+02
E5 1.27 E+04 4.37 E+04 2.75 E+04
80 E1 1.70 E-02 2.90 E-02 1.82 E-02
E2 2.71 E-01 4.94 E-01 3.08 E-01
E3 3.60 E+00 7.10 E+00 4.41 E+00
E4 4.50 E+01 9.68 E+01 6.06 E+01
E5 5.68 E+02 12.88 E+02 7.95 E+02
120 E1 4.63 E-03 7.02 E-03 4.42 E-03
E2 5.23 E-02 7.97 E-02 5.02 E-02
E3 4.94 E-01 7.63 E-01 4.80 E-01
E4 4.45 E+00 6.93 E+00 4.36 E+00
E5 3.93 E+01 6.15 E+01 3.88 E+01
200 E1 9.19 E-04 11.74 E-04 7.39 E-04
E2 6.77 E-03 8.00 E-03 5.04 E-03
E3 4.22 E-02 4.60 E-02 2.92 E-02
E4 2.51 E-01 2.50 E-01 1.57 E-01
E5 1.40 E+00 1.33 E+00 0.83 E+00
جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 5): EB =2.47 E+00k shellz=16Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 4.37 E+00 15.17 E+00 9.13 E+00
15 E2 2.56 E+02 13.78 E+02 8.01 E+02
E3 1.24 E+04 10.56 E+02 6.30 E+02
E4 5.25 E+05 56.80 E+05 30.20 E+05
E5 2.67 E+07 34.51 E+07 21.07 E+07
20 E1 1.83 E+00 5.54 E+00 3.49 E+00
E2 8.73 E+01 37.70 E+01 21.68 E+01
E3 3.44 E+03 21.71 E+03 13.04 E+03
E4 1.31 E+05 11.83 E+05 6.93 E+05
E5 4.94 E+06 63.01 E+06 34.69 E+06
32 E1 4.29 E-01 10.70 E-01 6.34 E-01
E2 1.42 E+01 4.55 E+01 2.67 E+01
E3 3.92 E+02 16.37 E+02 10.00 E+02
E4 1.03 E+04 5.57 E+04 3.38 E+04
E5 2.70 E+05 18.55 E+05 11.34 E+05
50 E1 1.06 E-01 2.24 E-01 1.41 E-01
E2 2.44 E+00 6.11 E+00 3.84 E+00
E3 467 E+01 14.06 E+01 8.19 E+01
E4 8.55 E+02 30.66 E+02 17.64 E+02
E5 1.55 E+04 6.52 E+04 4.04 E+04
80 E1 2.38 E-02 4.33 E-02 2.72 E-02
E2 3.71 E-01 7.37 E-01 4.54 E-01
E3 4.81 E+00 10.60 E+00 6.31 E+00
E4 5.94 E+01 14.45 E+01 8.92 E+01
E5 7.24 E+02 19.23 E+02 12.11 E+02
120 E1 6.56 E-03 10.48 E-03 6.60 E-03
E2 7.27 E-02 11.90 E-02 7.49 E-02
E3 6.74 E-01 11.40 E-01 7.18 E-01
E4 5.95 E+00 10.39 E+00 6.73 E+00
E5 5.16 E+01 9.19 E+01 5.73 E+01
200 E1 1.32 E-03 1.75 E-03 1.10 E-03
E2 9.57 E-03 11.94 E-03 7.52 E-03
E3 5.89 E-02 6.86 E-02 4.32 E-02
E4 3.44 E-01 3.74 E-01 2.35 E-01
E5 1.98 E+00 1.99 E+00 1.25 E+00
جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 6): EB =4.03 E+00k shellz=20Eγ(Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 6.78 E+00 29.64 E+00 18.28 E+00
15 E2 3.35 E+02 26.92 E+02 16.38 E+02
E3 1.33 E+04 20.64 E+04 11.07 E+04
E4 5.12 E+05 15.001E+05 9.45 E+05
E5 1.98 E+07 10.60E+07 6.67 E+07
20 E1 2.90 E+00 10.83 E+00 6.82 E+00
E2 1.21 E+02 7.37 E+02 4.06 E+02
E3 4.13 E+03 42.42 E+03 26.46 E+03
E4 1.36 E+05 23.12 E+05 14.49 E+05
E5 4.46 E+06 123.07E+06 7.56 E+06
32 E1 7.05 E-01 20.90 E-01 12.60 E-01
E2 2.13 E+1 8.90 E+1 5.04 E+1
E3 5.31 E+02 31.98 E+02 19.53 E+02
E4 1.27 E+04 10.89 E+04 6.30 E+04
E5 3.02 E+05 36.24 E+05 22.68 E+05
50 E1 1.79 E-01 4.38 E-01 2.69 E-01
E2 3.85 E+00 11.94 E+00 6.93 E+00
E3 6.85 E+1 27.47 E+1 10.45 E+1
E4 1.17 E+03 5.98 E+03 3.71 E+03
E5 1.97 E+04 12.75 E+04 7.56 E+04
80 E1 4.13 E-02 8.46 E-02 5.06 E-02
E2 6.11 E-01 14.41 E-01 8.82 E-01
E3 7.51 E+00 20.71 E+00 12.40 E+00
E4 8.80 E+1 28.22 E+1 16.64 E+1
E5 1.02 E+03 3.75 E+03 2.36 E+03
120 E1 1.16 E-02 2.04 E-02 1.28 E-02
E2 1.23 E-01 2.32 E-01 1.40 E-01
E3 1.10 E+00 2.22 E+00 1.36 E+00
E4 9.29 E+00 20.23 E+00 12.06 E+00
E5 7.74 E+01 17.94 E+01 10.78E+01
200 E1 2.38 E-03 3.42 E-03 2.15 E-03
E2 1.68 E-02 2.33 E-02 1.46 E-02
E3 1.10 E-01 1.34 E-01 0.84 E-01
E4 5.67 E-01 7.31 E-01 4.60 E-01
E5 3.16 E+00 3.89 E+00 2.45 E+00
جدول (4- SEQ جدول_(4- * ARABIC 7): EB =4.96 E+00k shellz=22Eγ (Kev) EL α (exp) α (TE) α (QM)
E1 8.97 E+00 39.45 E+00 24.00 E+00
15 E2 3.59 E+02 35.84 E+02 22.05 E+02
E3 1.27 E+04 27.47 E+04 17.01 E+04
E4 4.34 E+05 199.67E+05 11.91 E+05
E5 1.49 E+07 141.71E+07 10.08 E+07
20 E1 3.50 E+00 14.41 E+00 8.82 E+00
E2 1.35 E+02 9.82 E+02 5.67 E+02
E3 4.22 E+03 56.46 E+03 35.02 E+03
E4 1.27 E+05 30.77 E+05 18.90 E+05
E5 3.86 E+06 163.81E+06 10.08 E+06
32 E1 8.63 E-01 27.82 E-01 17.01 E-01
E2 2.48 E+01 11.84 E+01 6.93 E+01
E3 5.83 E+02 42.56 E+02 26.46 E+02
E4 1.32 E+04 14.50 E+04 8.82 E+04
E5 2.38 E+05 48.24 E+05 30.24 E+05
50 E1 2.22 E-01 5.83 E-01 3.67 E-01
E2 4.60 E+00 15.90 E+00 8.86 E+00
E3 7.87 E+01 36.56 E+01 22.68 E+01
E4 1.29 E+03 7.97 E+03 4.43 E+03
E5 2.10 E+04 16.97 E+04 10.10 E+04
80 E1 5.18 E-02 11.26 E-02 6.93 E-02
E2 7.47 E-01 19.18 E-01 11.98 E-01
E3 8.91 E+00 27.56 E+00 17.01 E+00
E4 1.02 E+02 3.75 E+02 2.36 E+02
E5 1.14 E+03 4.99 E+03 3.14 E+03
120 E1 1.47 E-02 2.72 E-02 1.71 E-02
E2 1.53 E-01 3.09 E-01 1.96 E-01
E3 1.33 E+00 2.96 E+00 1.86 E+00
E4 1.10 E+01 2.69 E+01 1.69 E+01
E5 9.00 E+01 23.89 E+01 14.04 E+01
200 E1 3.05 E-03 4.55 E-03 2.86 E-03
E2 2.11 E-02 3.10 E-02 1.95 E-02
E3 1.24 E-01 1.78 E-01 1.12 E-01
E4 6.93 E-01 9.73 E-01 6.12 E-01

Text of Final Project -فایل پروژه - ریسرچ-.Pdf)

-1-5-2 محاسبه راکتانسهای ماشین 33..................................................................................
-2-5-2 محاسبه ثابت زمانی های ماشین35
5
-6-2 مراتب مختلف مدلهای ماشین سنکرون بر اساس مدل دو محوری پارک37
فصل سوم: بررسی روشهای شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون..39
-1-3 مروری بر پیشینه شناسایی پارامترهای ژنراتورهای سنکرون 40..............................
-2-3 انواع روشهای تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون 42................................
-1-2-3 روشهای کلاسیک اندازه گیری پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای شبکه42
-2-2-3 روشهای جدید تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون43
فصل چهارم: شناسایی بلادرنگ پارامترهای ژنراتور سنکرون با استفاده از شبکه عصبی
مصنوعی ....45
-1-4 کلیات و اصول کارشبکه های عصبی 46....................................
-2-4 اصول کار شبکه عصبی تخمین گر پارامترها46
-1-2-4 دادههای آموزشی و آموزش شبکه عصبی.48
-2-2-4 تست شبکه عصبی تخمینگر50
-3-4 نتایج 51...................................................................
-1-3-4 نمونههایی از نتایج شبکه عصبی تخمینگر53
-2-3-4 بررسی تحلیلی نتایج .89
فصل پنجم: نتیجهگیری و پیشنهادات ...97
ضمیمهها100
ضمیمهالف- طرحهای بکار گرفته شده برای شبیهسازی ژنراتور سنکرون101
ضمیمهب- نمودار پارامترهای بکار گرفته شده در شبیهسازی ژنراتور سنکرون..105
منابع و ماخذ.110
6
فهرست جدول ها
عنوان شماره صفحه
1-2 : مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون 24
1-4 : فهرست پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون 38
2-4 : نتایج شبکه عصبی در دوره آموزش و تست از دیدگاه فراوانی خطا 81
3-4 : نتایج شبکه عصبی در دوره آموزش و تست از دیدگاه دامنه خطا 82

7
فهرست شکلها
عنوان شماره صفحه
: 1-1 نمای کلی فرایند ارزیابی و بهبود سیستمهای قدرت 3

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

: 1-2 مدارهای استاتور و روتور ماشین سنکرون 9
:2-2 مدار معادل ماشین بر اساس تئوری پارک 13
:3-2 توزیع شار در ماشین سنکرون طی دورههای زیرگذرا، گذرا و ماندگار 18
:4-2 مدار معادل ژنراتور سنکرون در حالت ماندگار 19
:5-2 مدار معادل ماشین سنکرون در دوره گذرا 20
:6-2 مدار معادل ماشین سنکرون طی دوره زیر گذرا 20
:7-2 مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های گذرای مدار باز 21
: 8-2 مدارمعادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز 22
: :1-4 طرح کلی سلول عصبی انسان 32
:2-4 شکل کلی سلول عصبی مصنوعی 33
:3-4 ساختار شبکه عصبی توسعه یافته 33
:4-4 شکل کلی روش تهیه اطلاعات بهرهبرداری ژنراتورهای سنکرون 35
:5-4 آلگوریتم آموزش شبکه عصبی 36
:6-4 طرح کلی روش تست و بهرهبرداری از شبکه عصبی 37
:7-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xd" 39
:8-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 39
:9-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 40
:10-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 40
:11-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 41
:12-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 41
:13-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd" 42

8
:14-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 42
:15-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 43
:16-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 43
:17-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 44
:18-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 44
:19-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd" 45
:20-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 45
:21-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 46
:22-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd" 46
:23-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 47
:24-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 47
:25-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xq" 48
:26-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 48
:27-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 49
:28-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq" 49
:29-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 50
:30-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 50
:31-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq" 51
:32-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 51
:33-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 52
:34-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین xq" 52
:35-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 53
:36-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 53
:37-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq" 54
:38-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 54
:39-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 55
9
:40-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq" 55
:41-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 56
:42-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 56
:43-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند برای تخمین Td" 57
:44-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 57
:45-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 58
:46-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 58
:47-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 59
:48-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 59
:49-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td" 60
:50-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 60
:51-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 61
:52-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 61
:53-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 62
:54-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 62
:55-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td" 63
:56-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 63
:57-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 64
:58-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td" 64
:59-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 65
:60-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 65
:61-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین Tq" 66
:62-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 66
:63-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 67
:64-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq" 67
:65-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 68
10
:66-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 68 :67-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq" 69 :68-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 69 :69-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش 70 :70-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین Tq" 70 :71-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 71 :72-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 71 :73-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq" 72 :74-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش 72 :75-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش 73 :76-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq" 73 :77-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست 74 :78-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست 74 ض-:1 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متصل به شین بینهایت با اغتشاش تغییر 88 ناگهانی تحریک ض-:2 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متـصل بـه شـین بینهایـت بـا اغنـشاش 89 اتصالکوتاه درترمینال ژنراتور ض-:3 طرح شبیه سازی ژنراتور سنکرون متصل به شین بینهایت با اغتشاش تغییر 90 ناگهانی توان ورودی ض-:4 تغییرات مقادیر Xd بکار گرفته شده 92 ض-:5 تغییرات مقادیر Xd' بکار گرفته شده 92 ض-:6 تغییرات مقادیر Xd" بکار گرفته شده 92 ض-:7 تغییرات مقادیر Xq بکار گرفته شده 93 ض-:8 تغییرات مقادیر Xq" بکار گرفته شده 93 ض-:9 تغییرات مقادیر Xl بکار گرفته شده 93 ض-:10 تغییرات مقادیر Td' بکار گرفته شده 94 ض-:11 تغییرات مقادیر Td" بکار گرفته شده 94 11
ض-:12 تغییرات مقادیر Tq" بکار گرفته شده 94
ض-:13 تغییرات مقادیر Rs بکار گرفته شده 95
ض-:14 تغییرات مقادیر WR بکار گرفته شده 95
ض-:15 تغییرات مقادیر H بکار گرفته شده 95
12
چکیده پایاننامه:
این پروژه روشی نو را برای بکارگیری رؤیتگرهای شبکه عـصبی در جهـت شناسـایی و تعیـین پارامترهـای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با استفاده از اطلاعات بهرهبرداری ارائه کرده است. اطلاعات بهـرهبـرداری از طریق اندازهگیریهای بلادرنگ بعمل آمده در قبال اغتشاشات حوزه بهرهبرداری فراهم مـیشـود. دادههـای آموزشی مورد نیاز شبکه عصبی از طریق شبیهسازیهای غیرهمزمـان بهـرهبـرداری از ژنراتـور سـنکرون در محیط یک ماشین متصل به شین بینهایت فراهم شده است. مقـادیر نمونـه ژنراتورهـای سـنکرون در مـدل مذکور بکار گرفته شدهاند. شبکه آموزش دیده در قبال اندازهگیریهای بلادرنگ شبیهسازی شـده در جهـت تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون تست شده است. مجموعه نتایج بدست آمده نشان دهنـده قابلیتهای نوید بخش شبکه عصبی مصنوعی در حوزه تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهـای سـنکرون، بصورت بلادرنگ و با استفاده از اطلاعات بهرهبرداری میباشد. اگرچه برای دست یـابی بـه خطـای تخمـین قابل قبول در مسیر شناسایی کلیه پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون، پارهای اصلاحات ضروری بـه نظر میرسد. در نگاه کلّی این اقدامات تکامل بخش را میتوان به دو مجموعه: پیشنهادات مربوط به اصـلاح شبکه عصبی رؤیتگر در حوزه شبیهسازی و آموزش و بخش دیگر را به عنوان گامهای تکاملی تلقی نمود، که سازماندهی این گامها در مبادی ورودی و خروجی شبکه عصبی، زمینه مناسبتـری را بـرای بهـرهگیـری از قابلیتهای آن فراهم خواهد کرد.
کلید واژه:
ژنراتور سـنکرون، پارامترهـای دینـامیکی، شناسـایی بلادرنـگ، شـبکههـای عـصبی مـصنوعی، اطلاعـات بهرهبرداری
13
14
مقدمه:
در سالهای اخیر با پیشرفت سیستمهای کامپیوتری, سیستمهای هوش مصنوعی نیز متولد شده و رشد کرده است. یکی از سیستمهای هوش مصنوعی, شبکه های عصبی مصنوعی هستند. این شبکه ها به علت عواملی چون قطعیت در پاسخ, سادگی در اجرا, قابلیت انعطاف بالا و .... جایگاه ویژه ای را به خود اختصاص داده اند. با توجه به ساختار و کارکرد شبکه های عصبی مصنوعی و اهمیت تعیین پارامترهای دینامیکی اجزاء سیستمهای قدرت از جمله ژنراتورهای سنکرون, بهره گیری از شبکه های عصبی مصنوعی در این حوزه قابل طرح است. از طرف دیگی نتایج ارائه شده از بکار گیری این شبکه ها در حوزه های مشابه, کارکردهای نوید بخشی را نشان می دهد. با توجه به مراتب فوق این پروژه بر آنست تا با طراحی و اجرای طرح شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با استفاده از شیکه عصبی مصنوعی, قابلیت های این سیستم را در حوزه شناسایی بلادرنگ پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون نیز بیازماید.
15
فصلاول:

کلیات
16
سیستم های قدرت متشکلند از مجموعه ای از مراکز تولید(نیروگاهها) که توسط شبکه های انتقال و توزیع و تجهیزات حفاظتی و کنترل آن به مراکز مصرف متصل می گردند. وظیفه اصلی یک سیستم قـدرت تولیـد و تامین انرژی الکتریکی مورد نیاز مصرف کنندگان با حفظ شرایط سه گانه:
-1 ارزانی قیمت انرژی
-2 کیفیت بالا
-3 امنیت تامین انرژی میباشد. مراد از امنیت، پیوستگی و تداوم در تولید و تامین انرژی می باشد. عوامل مؤثر در امنیـت عبارتنـد از:
-1 سرمایه گذاری اولیه (تجهیزات سیستم ) -2 روشها و امکانات نگهداری و تعمیرات سیستم قدرت.
همانگونه که در کلیه وسایل و سیستم های غیرالکتریکی همواره دو ویژگی ارزانـی و بـالا بـودن کیفیـت-
امنیت با یکدیگر متعارض و متقابل می باشند در مقوله انرژی الکتریکی و سیستم هـای قـدرت نیـز بهمـان گونه خواهد بود. امنیت یک سیستم قدرت در حقیقت درجه و میدان توانایی آن سیستم در مواجهه با حـوادث
اغتشاشات می باشد . امنیت کلی یک سیستم به دو زیر شاخه:
امنیت دینامیکی
امنیت استاتیکی
قابل تقسیم است. از توانایی سیستم قدرت برای حفظ و نگهداری خود در دوره وقوع اختلال (که خود از سـه دامنه فوق گذرا-گذرا-دینامیک تشکیل شده است) با عنوان امنیت دینامیکی تعبیر مـی گـردد. بـا توجـه بـه اهمیت بسیار زیاد امنیت سیستمهای قدرت، فرایند ارزیابی وبهبود آن همواره مورد توجه مهندسـین طـراح و بهرهبردار بوده، به قسمی که عملیات ارزیابی و بهبود امنیت سیستم های قدرت یکی از وظایف بسیار مهـم و اساسی مراکز کنترل و بهره برداری شبکه های قدرت می باشد. شکل کلی فرایند ارزیـابی و بهبـود سیـستم های قدرت در شکل1-1 بیان شده است. باتوجه به اهمیت امنیت در سیستم های قدرت و همچنین تغییرات مستمری که در حین عملیات بهره برداری 24 ساعته در شبکه اتفاق می افتد ضرورت دارد که دائماً از طرف بهره بردار، عملیات بهره برداری به شکلهای مختلف بر روی سیستم های قدرت اعمال گردد،اما با توجه بـه ویژگی بالا بودن امنیت نباید این عملیات بگونه ای باشدکه سبب بروز اغتشاش در رفتار سیستم و در نتیجـه نقض غرض گردد. از طرفی سیستم قدرت هر کشور منحصر بفرد بوده به قسمی که نمونه دومی نمی تـوان برای آن ایجاد نمود. بنابر این با توجه به ویژگی منحصر بفرد بودن سیستمهای قدرت و ضـرورت اجتنـاب از عملیات بهره برداری بررسی نشده، برای ارزیابی اولیه از نتایج عملیات بهره برداری و یا طراحی ضرورتاً مـی باید از یک نمونه مشابه سیستم قدرت استفاده نمود تا بتوان ابتداً نتایج مانورهای طراحی یا بهـره بـرداری را برآن آزمایش و در صورت اطمینان از بی خطر بودن، نتایج آن مانورها را بر شبکه واقعی اعمال نمود.
17

نمونه مشابه سیستم قدرت را شبیه ساز1 و عملیات آزمایشی بـرروی نمونـه مـشابه را محاسـبات و مطالعـات شبیه سازی2 گویند. فرایند شبیه سازی سیستمهای قدرت فارغ از اینکه دیجیتال باشد یـا آنـالوگ از مراحلـی بدین ترتیب تشکیل شده است:
_1 شناسایی اجزاء سیستم قدرت
_2 ساخت و یا استخراج معادلات حاکم بر اجزاء
_3 ترکیب اجزاء و یا معادلات آنها
_4 حل معادلات با روشهای ریاضی بوسیلهکامپیوتر
_5 استخراج نتایج که در این میان مدلسازی اجزاء سیستم قدرت که همان شناسایی و استخراج معـادلات حـاکم بـر اجـزاء آن
است یکی از قدم های اصلی این فرایند بشمار میرود. به بیان دیگر یک متخـصص شـبکه در روش کـاری خود اولویت بندی هایی دارد که اولین آنها رساندن انرژی الکتریکی تولیدی به مصرف کننده است، در مرحله
دوم به تامین امنیت شبکه اهتمام می ورزد. و نهایتاً تلاش خویش را در جهت بهبود هر چـه بیـشتر کیفیـت انرژی که به مصرف کننده تحویل داده می شود مصروف می دارد. اگر چه بسیاری از اقداماتی که در جهـت امنیت سیستم های قدرت انجام می شود کیفیت توان را نیز ارتقاء می دهد. تامین امنیت سیستم خود شـامل مراحل و اولویتهایی است که اولین گام آن را مقاوم سازی و پایدار سازی شبکه در حالت های گذرا می باشد

1-simulator 2-simulation
18
و دومین گام شامل پایدار سازی دینامیکی شبکه می شود. از دیدگاه فرکانسی می توان حالت هـای گـذرا در شبکه را با نوسانات فرکانس بالا و حالت های دینامیکی آن را با نوسانات فرکانس پایین معرفی کرد. در اکثر شبکه های دنیا خاصه با پیچیده شدن شبکه ها پدیده نوسانات فرکانس پایین مشاهده شده است. ژنراتورهـا به عنوان تولید کننده نقش اصلی در ارتباط با این نوسانات دارند. اینها از نوع نوسان در پارامترها هستند و با اغتشاشات حالتهای گذرا متفاوتند. گاه این اغتشاشات بدون رخ دادن هیچ واقعهای در طی کار معمول شـبکه بوجود می آیند مثلاً با تغییر تپ ترانس درکم باری و مواردی از این قبیل. اگرچه در مرحله بعد از حالت هـای گذرای شبکه (از دیدگاه زمانی) نیز چنین بحثی مطرح می شود. بایـد توجـه داشـت کـه ایـن نوسـانات را در مقایسه با فرکانس شبکه، فرکانس پایین نام نهاده اند. دامنه فرکانسی مطرح از کسر یک تا چند هرتـز اسـت که بطور معمول بازه 0.5-2.5HZ را در بر می گیرند و در موارد حدی 0.1-4HZ می باشد. این نوسانات را به انواع :
-1 محلی
-2 بین ناحیه ای تقسیم کرده اند. که نوسانات یک ماشین نسبت به شبکه بزرگ یا شین بی نهایت متّصل به آن را محلّی نـام
نهاده اند. نوسانات بین ناحیه ای نمونه هایی مانند دو ژنراتور که با خطوطی به هم متصل هستند یا مجموعه دو ناحیه با یکدیگر را در برمی گیرد. از دیدگاه فرکانسی نیز این دو نوع نوسانات دینامیکی باهم تفاوت دارند.
ثابت می شود عامل این نوسانات، مد مکانیکی توربوژنراتور است. همانگونه کـه پـیشتـر توضـیح داده شـد تامین امنیت سیستم های قدرت در برابر نوسانات دینامیکی مانند سایر شاخه ها نیازمند شبیه سازی شبکه از این زاویه دید میباشد. مقادیر پارامترهای دینامیکی اجزاء در این شبیه سازی دارای نقش کلیدی هـستند. بـا توجه به نقش ژنراتور در میان اجزاء شبکه از دیدگاه نوسانات دینامیکی تعیین پارامترهـای آن بـسیار مهـم و تعیین کننده خواهد بود. صحت و دقّت تعیین این پارامترها وابسته است به روش بکار گرفته شده برای بـرای تعیین آنها . این مطالب موجب پیدایش روشهای گوناگون برای تعیین این پارامترها شده است. از طرف دیگـر این پارامترها برای هر ژنراتور مقدار ثابتی نیستند و بخـاطر عـواملی چـون پیرشـدن ژنراتـور، ایجـاد بعـضی خطاهای داخلی و ..... تغییر می کنند. این شرایط موجـب طـرح روشـهای بلادرنـگ1 در تعیـین پارامترهـای دینامیکی ژنراتور سنکرون شده است. از جهت دیگر روش بکارگیری و تبعات عملی یک تکنیک شناسـایی و ملزومات آن نیز حائز اهمیت است. گروهی از این روشها اگر چه نتایج نسبتاً دقیق و قابل اعتمادی نیز فراهم می آورند لیکن به علت خطر های ناشـی از تـست هـای مطـرح در آنهـا (ماننـد آزمـایش اتـصال کوتـاه2 و
باربرداری( 3 و یا ملزوماتشان چون جداسازی ژنراتور از شبکه چندان مطلـوب نیـستند. بعـضی از اجـزاء ایـن گروه روشها به مرور مطرود شده اند. مقالات جدید ارائه شده در سایر اجزاء این گروه با هـدف بهبـود آنهـا و حذف مشکلات مذکور شکل گرفتهاند. دسته دیگر این روشها نمونههـایی هـستند کـه بـا چنـین مـشکلاتی

3-On-Line 4-Short Circuit 5-Load Rejection
19
مواجه نیستند(مانند استفاده از تخمینگر شبکه عصبی مصنوعی.(1 کارهای انجام شده درباره ایـن روشـها در راستای بهبود هرچه بیشتر آنها و یا اطمینان از نتایج حاصله توسط آنها شکل گرفته اند. با توجه بـه مقدمـه ذکر شده ابتداً لازم است کلیات روشهای مدل سازی ژنراتور سنکرون مورد بررسی قرارگیـرد تـا درگـام بعـد نسبت به بررسی روشهای شناسایی پارامترهای آن اقدام شود.

6- Artificial-Neural Network
20
فصل دوم:

مدل سازی ماشین سنکرون
21
-1-2 پیشگفتار:
شبیه سازی رفتار ژنراتورهای سنکرون برای انجام مطالعات گوناگون دینامیکی در سیستمهای قدرت، مستلزم انتخاب یک مدل مناسب جهت مدلسازی ماشین میباشد. مدل ارائه شده برای هر سیستم شامل یک ساختار و تعدادی پارامتر میباشد که جهت پیشگویی رفتار آن سیستم در حالتهای مورد نظر بکار گرفته میشود. مدل مورد استفاده برای یک سیستم باید به سادگی قابل فهم بوده، بکارگیری آن سهل باشد و در عین حال بتواند رفتار سیستم را با دقت و صحت قابل قبولی برای یک محدوده مشخص پیشگویی نماید.
بعبارت بهتر رفتار پیشبینی شده سیستم بواسطه شبیهسازی براساس مدل ارائه شده تا حد قابل قبولی به رفتار واقعی سیستم نزدیک باشد. هر چند این دو خاصیت از مدل یعنی سادگی و واقعی بودن همواره در تضاد با یکدیگر هستند، (یعنی مدلهای واقعی به ندرت ساده هستند و مدلهای ساده به ندرت میتوانند واقعی باشند)، اما میتوان جهت رسیدن به پاسخ دلخواه مصالحهای منطقی مابین این دو خاصیت برقرار کرد. مدل دو محوری پارک از معمولترین و پذیرفتهترین مدلهای ماشین سنکرون میباشد. در این فصل ابتدا اصول مدلسازی ماشین سنکرون براساس تئوری دو محوری پارک به اختصار بررسی میشود، سپس پارامترهای ماشین سنکرون معرفی شده و نحوه محاسبه پارامترها براساس مدل دو محوری پارک و همچنین نحوه مدلسازی ماشین با داشتن پارامترهای آن بررسی میگردد. همچنین در این فصل ارتباط میان مرتبههای مختلف مدل پارک با نوع ژنراتور و نوع مطالعه مورد نظر تشریح میشود.
-2-2 ساختار فیزیکی ماشین سنکرون:
-1-2-2 ساختار روتور و استاتور:
بزرگترین و شاید متداولترین ماشین های الکتریکی که با سرعت سنکرون می چرخند، ماشین های سنکرون سه فاز میباشند. اگرچه ساخت ماشین های سنکرون سه فاز پر هزینه میباشد، اما بازده بالای این ماشینها در قدرتهای بالا بزرگترین مزیت آنها میباشد.
استاتور ماشینهای سنکرون معمولاً متشکل از یک هسته مورق فرومغناطیس با شیارهایی جهت قرار گیری سیم پیچیهای سه فاز گسترده میباشد. روتور ماشین نیز میتواند بصورت قطب برجسته یا قطب صاف ساخته شود. ماشینهای قطب برجسته اغلب به عنوان ژنراتورهای آبی جهت تطبیق سرعت پائین توربین-
های آبی با سرعت سنکرون استفاده میشوند. قطبهای روتور این نوع ماشین به صورت جداگانه ساخته شده و سپس بر روی یک استوانه سوار میشوند. ساختار روتور گرد یا قطب صاف نیز برای کاربردهای سرعت بالا مناسب است. ماشینهای سنکرون با روتور گرد با دو یا چهار قطب به عنوان ژنراتورهای واحدهای بخاری جهت تطابق با سرعت بالای توربین به کار میروند. همچنین در این ماشینها میتوان نسبت قطر به طول روتور را به منظور محدود کردن تنش های مکانیکی ناشی از نیروهای گریز از مرکز کوچک گرفت.
22
-2-2-2 سیمبندیهای ماشین
ماشین سنکرون سه فاز معمولاً متشکل از یک سیم پیچی سه فاز به عنوان آرمیچر و یک سیم پیچی تحریک میباشد که بنام سیم پیچی میدان نیز نامیده میشود. سیمپیچی آرمیچر معمولاً در ولتاژی بسیار بالاتر از ولتاژ تحریک کار میکند و از این رو نیازمند فضایی بیشتر برای عایقبندی مناسب میباشد.
همچنین با توجه به اینکه جریانهای گذرای شدیدی از این سیمپیچیها عبور می کند، باید قدرت مکانیکی کافی داشته باشند. از این رو معمول است که سیمپیچی آرمیچر را بر روی استاتور ماشین قرار دهند. از نظر فضایی سیمپیچیهای سه فاز آرمیچر، 120º با یکدیگر اختلاف مکان دارند و این موضوع سبب میشود که با چرخش یکنواخت روتور و به تبع آن چرخش یکنواخت میدان تحریک، در این سیمپیچیها ولتاژهایی القا شود که از نظر زمانی 120º با یکدیگر اختلاف فاز دارند. سیم پیچی تحریک یا میدان معمولاً بر روی روتور قرار داده میشود. در ماشینهای قطب برجسته معمولاً میله های مسی یا برنجی در سطح قطب جای می-
گیرند که عموماً این میلهها در دوانتها به وسیله حلقههایی به یکدیگر متصل میشوند تا یک قفس سنجابی شبیه آنچه در یک موتور القایی وجود دارد، ساخته شود. مجموعه این میلهها و حلقهها به عنوان سیم پیچی میراکننده میباشند.
روتور ژنراتورهای قطب صاف بصورت استوانهای است که از فولاد یکپارچه ساخته میشود. سیم پیچیهای میدان در این گونه روتورها بصورت یکنواخت در شکافهای بدنه روتور توزیع شدهاند که معمولاً به کمک گوههایی در جای خود محکم میشوند. اغلب در چنین ماشینهایی سیم پیچی میراکننده وجود ندارد، زیرا که روتور یکپارچه فلزی اجازه عبور جریانهای گردابی را فراهم می آورد که تاثیری مشابه جریانهای سیمپیچی-
های میراکننده دارد. برخی از سازندگان تاثیر میرایی بیشتر و قابلیت عبور جریان مولفه منفی را با استفاده از گوههای فلزی مستقر در شکافهای سیمپیچی تحریک (که در انتها به یکدیگر متصل شدهاند) یا با استفاده از میلههای مسی مستقل زیر گوههای نگه دارنده، فراهم میآورند.
-3-2 توصیف ریاضی ماشین سنکرون
-1-3-2 معادلات ریاضی حاکم بر ماشین سنکرون
در این قسمت مدل ریاضی ماشین سنکرون بر اساس تئوری دو محوری بصورت خلاصه پارک تشریح می-
شود. شکل (1-2) مدارهای در نظر گرفته شده برای استاتور و روتور ماشین را نشان میدهد. مدار استاتور شامل یک سیم پیچی سه فاز است و روتور نیز یک سیم پیچی تحریک و یک سیمپیچی میراکننده بر روی محور d و دو سیم پیچی میراکننده بر روی محور q دارد. تعداد سیم پیچیهای میراکننده در نظرگرفته شده به عوامل متعددی از جمله نوع ژنراتور بستگی دارد که در قسمتهای بعدی به آن اشاره خواهد شد. مدل نشان داده شده در شکل (1-2) مدل 2-2 براساس استاندارد IEEE Std 1110 میباشد.
23
i fd d ωr a e fd q ib i1d ikq Ψb Ψa θ eb i1q b a ia ea ec
c

Ψc
ic

شکل :(1-2) مدارهای استاتور و روتور ماشین سنکرون
:c , b, a سیم پیچی های سه فاز استاتور : fd سیم پیچی تحریک

: 1d سیم پیچی میرا کننده محور d

1q و : 2q سیم پیچی های میراکننده محور q : ωr سرعت زاویه ای روتور برحسب رادیان بر ثانیه
: θ زاویه مابین محور مغناطیسی روتور و محور مرجع (محور مغناطیسی فاز (a
در بدست آوردن معادلات ماشین سنکرون برای ساده سازی فرضیات زیر درنظر گرفته میشود:
الف ) شکافهای موجود بر روی سطح داخلی استاتور تاثیر قابل توجهی بر اندوکتانسهای روتور درحال حرکت ندارند.
) پسماند مغناطیسی آهن استاتور و روتور قابل صرف نظر کردن است.
) از نظر تاثیر متقابل استاتور و روتور، سیم پیچیهای استاتور بصورت سینوسی در امتداد فاصله هوایی
توزیع شدهاند.
هر چند در مدل ارائه شده اثر اشباع مستقیماً منظور نشدهاست، اما با تصحیح راکتانسهای دو محور با استفاده از ضرایب اشباع و یا با داخل کردن مولفههای جبرانکننده درتحریک میدان اصلی، پدیده اشباع نیز لحاظ میشود.
با فرض حالت ژنراتوری معادلات ولتاژ مربوط به سیم بندی های استاتور و روتور را میتوان به شکل روابط
(1-2) و (2-2) نوشت.
Ψs d vs  −is Rs  dt (1-2) d vr  −ir Rr  Ψr dt که در آن :
24
vs  v a vb vc t vr  v f v1d v1q v2q t is  i a ib ic t ir  i f i1d i1q i2q t Ys  Ya Yb Yc t Yr  Y f Y1d Y1q Y2q t Ra 0 0 0 Rb Rs  0 0 0 Rc Rf 0 0 0 R1d Rr  0 0 0 0 0 R1q 0 0 0 0 R2q :درک نایب ریز لکش هب ناوت یم ار روتور و روتاتسا یاهرودراش تلاداعم Ψs  Lssis  Lsrir (2-2) Ψ  Lt .i  L i r sr srr r : نآ رد هک
Lss  − −

Lls  L0 − Lms cos 2θr 1 L0 − Lms cos 2(θr − π 1 L0 − Lms cos 2(θr  π − 3 ) − 3 ) 2 2 1 π 2π 1 2 L0 − Lms cos 2(θr − 3 ) Lls  L0 − Lms cos 2(θr − 3 ) − 2 L0 − Lms cos 2(θr −π) 1 L0 − Lms cos 2(θr  π 1 L0 − Lms cos 2(θr  π) Lls  L0 − Lms cos 2(θr  2π ) − ) 2 3 2 3 25
0 0 L f 1d Llf  L f 0 0 L L L  L 1d l1d 1df L1q 2q Ll1q  L1q 0 0 rr Ll 2q  L2q L2q1q 0 0 Ls 2q cosθr Ls1q cosθr 2π Ls 2q cos(θr − 2π ) ( cos(θr − 3 3 2π Ls 2q cos(θr  2π ) 3 ( 3 cos(θr 
s1q
s1q

L L

Ls1d sin θr
Ls1d sin(θr − 23π )

Ls1d sin(θr  23π )

Lsf sin θr 2π t ( − r sin(θ sf L  rs L sr L 3 ( 2π sin(θr  Lsf 3 با استفاده از دسته معادلات (2-1) و((2-2 میتوان بطور کامل ماشین سنکرون را بررسی نمود. اما همچنانکه در این معادلات نیز دیده میشود، معادلات دارای عباراتی هستند که با θ تغییر میکنند. با توجه به اینکه θ نیز تابعی از زمان میباشد، این موضوع سبب پیچیدهتر شدن تحلیل ماشینهای سنکرون می-
شود. میتوان با تبدیل مناسبی متغیرهای استاتور را به شکل سادهتری درآورد. این تبدیل به نام تبدیل پارک معروف است. تبدیل پارک به صورت رابطه (3-2) میباشد.
2π cos(θ  Sa ) 3 (3-2) Sb ) 2π −sin(θ  3 1 Sc 2
( 2π − cos(θ cosθ 3 2 2π 3 ) −sin(θ − 3 −sinθ 1 1 2 2
Sd
Sq S0
که S میتواند هر کدام از متغیرهای ولتاژ، جریان یا شاردور ماشین باشد. عکس تبدیل پارک نیز بصورت رابطه (4-2) بیان میشود.
1 −sinθ Sd 2 (4-2) Sq 1 ( 2π −sin(θ − 2 3 S0 1 ( 2π −sin(θ  2 3
cosθ 2π 2 ( cos(θ − 3 3 ( 2π cos(θ  3
Sa
Sb Sc
با اعمال تبدیل، معادلات حاکم بر ماشین و متغیرهای متناظر بسیار ساده میشوند. این ساده شدن در دو مفهوم کلیدی زیر ریشه دارد:
الف: با اعمال این تبدیل در شرایط بهرهبرداری عادی و حالت ماندگار تمامی جریانها و شارهای سیم-
پیچیهای استاتور و روتور دارای مقدار ثابتی خواهند بود.
26
ب: با انتخاب دو محور d و q که 90درجه اختلاف فاز دارند، شارهای تولید شده توسط جریانها بر روی یک محور هیچ پیوندی با شارهای محور دیگر نخواهند داشت. بنابراین دو دسته متغیر متعامد بدست خواهد آمد که این موضوع باعث ساده سازی بسیاری خواهد شد، زیرا هم باعث ساده سازی مقادیر راکتانسها میشود و هم می توان مدار معادل ماشین را بصورت دو مدار مستقل از هم در نظر گرفت.
معادلات نهایی پریونیت شده در دستگاه مرجع روتور به شکل روابط (5-2) و (6-2) میباشند. جزئیات بدست آوردن این معادلات در مراجع مختلف تشریح شدهاست و در اینجا از تکرار مجدد آن خودداری می-
شود. باداشتن روابط فوق، رفتار الکتریکی ماشین شبیه سازی می شود.
(5-2)
(6-2)

Yd 1 d Yq + wr V d = - i d Ra - w0 dt w0 Y d 1 Y + wr + a R q = - i q V q w0 dt d w0 Yfd 1 d efd = i fd Rfd + w0 dt Y d 1 + 1d R 1d 0 = i 1d w0 dt Y d 1 + 1q R 1q 0 = i 1q w0 dt Y2q d 1 0 = i 2q R 2q + w0 dt id Xad Xad Xl  Xad 1 Yd i fd Xad Xlf  Xad Xad  Yfd Xad Xad W0 Xl1q  Xad i1d Y1d i Xaq Xaq Xl  Xaq Yq i q Xaq Xl1q  Xaq Xaq 1  Y1q W 1q Xaq Xaq 0 Xl2q  Xaq i2q Y 2q x 0i 0 1 Y0 = - w0 براساس روابط ولتاژ و شار ارائه شده میتوان مدار معادل ماشین سنکرون را بدست آورد. این مدار درشکل
(2-2) نشان داده شده است.
27

الف: محور طولی،

ب: محور عرضی، q
xl i 0 R0
+
V 0
ج: محور صفر

-
شکل :(2-2) مدار معادل ماشین بر اساس تئوری پارک
-2-3-2 معادلات حرکت
معادلات حرکت معادلاتی هستند که اهمیت اساسی در مطالعات پایداری سیستمهای قدرت دارند. این معادلات که بعنوان معادلات لختی چرخشی نیز نامیده میشوند، تاثیر عدم تعادل بین گشتاور الکترومغناطیسی و گشتاور مکانیکی ماشین سنکرون را بیان مینمایند. در این بخش نیز معادلات حاکم بدون ذکر جزئیات بیان میشوند که برای دسترسی به جزئیات کامل میتوان به مراجع مختلف موجود مراجعه نمود.
زمانی که عدم تعادل بین گشتاورهای اعمال شده بر روی روتور وجود داشته باشد، گشتاور خالص اعمال شده، باعث شتاب گرفتن (یا کندشدن حرکت) روتور میشود. این گشتاور برابر است با:
Ta  Tm −Te(5-2)
: Ta گشتاور شتاب دهنده برحسب N.m
28
: Tm گشتاور شتاب مکانیکی برحسبN.m : Te گشتاور الکترومغناطیسی برحسب N.m معادله حرکت نیز به صورت رابطه (6 - 2) میباشد: (6-2) TaTm−Te dωr J dt در شبیه سازیهای ماشین سنکرون معمولاً شارها به عنوان متغیرهای حالت فرض میشوند. در این صورت توان الکتریکی ماشین در مبنای واحد به شکل رابطه (7-2) خواهد بود.
Pe ωr (ψd iq −ψqid )(7-2)
با تقسیم رابطه توان الکتریکی بر سرعت مکانیکی روتور، رابطه گشتاور الکترومغناطیسی به شکل رابطه -2) (7 در میآید :
Te ψd iq −ψqid(8-2)
-4-2 پارامترهای ماشین سنکرون
در معادلات حاکم بر ماشین سنکرون که در قسمت 3-2 ارائه شد، اندوکتانسها و مقاومتهای مدارهای استاتور و روتور به صورت پارامتر ظاهر شدند. این پارامترها موسوم به پارامترهای اصلی یا اساسی ماشین هستند و بصورت اجزای مدارهای معادل دو محور d و q در شکل (2-2) قابل تشخیص هستند. هر چند این پارامترها بطور کامل مشخصههای الکتریکی ماشین را بیان میکنند، اما آنها را نمیتوان از عکسالعملهای قابل اندازهگیری ماشین مستقیماً بدست آورد. از اینرو، روش مرسوم در تعیین اطلاعات ماشین این است که آنها را برحسب پارامترهایی بیان میکنند که از رفتار قابل مشاهده ماشین در پایانههای آن قابل تشخیص بوده و تحت آزمایشهای مناسب، قابل اندازهگیری هستند. در این قسمت انواع پارامترهای ماشین و ارتباط آن با پارامترهای اساسی مورد بررسی قرار میگیرد.
-1-4-2 پارامترهای اساسی ماشین
پارامترهای اساسی ماشین یا پارامترهای مدار معادل، از اعمال تبدیل پارک بر روی معادلات حوزه زمان ماشین سنکرون بدست میآیند و مشخص کننده عناصر مدارهای معادل محورهای طولی و عرضی ماشین هستند. تعداد این پارامترها با مرتبه مدل تغییر میکنند. از مشکلات عمده کار با این پارامترها، مشخص نبودن دقیق مقدار همگی آنها است. بعبارت دیگر روشی برای تعیین مقادیر دقیق این پارامترها بصورت یک-
جا وجود ندارد و روشهای موجود همگی مقادیر تقریبی مربوط به این پارامترها را بدست می دهند.
29
بعنوان نمونه اگر مدل 2-2 استاندارد IEEE Std1110 که در شکل (1-2) نشان داده شدهاست را درنظر بگیریم، کلیه عناصر مداری که در شکل نشان داده شدهاند، پارامترهای مدار معادل بوده و به راحتی قابل محاسبه و اندازهگیری نمیباشند. حتی بعضی از آنها مخصوصاً بعضی از پارامترهای برخی از شاخههای مدار محور q وجود فیزیکی خارجی نداشته و صرفاً جهت مدل سازی رفتار ماشین در نظر گرفته میشوند.
-2-4-2 پارامترهای عملیاتی
همانگونه که از نام این پارامترها پیداست، پارامترهای عملیاتی، ماشین سنکرون را از دید سیستمی بیان می-
کنند و معین کننده رابطه ورودی و خروجی ماشین سنکرون هستند. در این حالت تغییرات شار محور طولی و عرضی، تغییرات جریان محورهای طولی و عرضی و تغییرات ولتاژ سیستم تحریک بعنوان ورودی یا خروجیهای سیستم در نظرگرفته شده و با استفاده از پارامترهای عملیاتی این ورودیها و خروجیها به یکدیگر مرتبط میشوند.
در شکل عملیاتی, معادلات روتور را میتوان به صورت سیستمی با پارامترهای گسترده محسوب کرد. این پارامترها را می توان از طریق محاسبات طراحی و یا آسانتر از طریق آزمایش پاسخ فرکانسی بدست آورد.
زمانیکه تعداد محدودی مدار برای روتور در نظر گرفته شود، می توان این پارامترها را بصورت نسبت دو چند جملهای برحسب S (عملگر لاپلاس) بیان نمود. درجه چند جملهای مخرج حداکثر برابر تعداد مدارهای فرض شده بر روی روتور است. پارامترهای عملیاتی نسبت به پارامترهای مدار معادل کاربرد بیشتری داشته و به ماشین وجهه سیستمی میدهند. این پارامترها درحقیقت مشخصههای فرکانسی ماشین سنکرون هستند و عبارتند از یک دسته منحنیهای مشخصه یا روابط تحلیلی که رابطه بین امپدانس مختلط (یا عکس آن) را نسبت به لغزش در فرکانس نامی مشخص مینمایند. در زیر سه مشخصه فرکانسی مهم ماشین معرفی می شوند .
الف ) امپدانس عملیاتی محور طولی ( ( Zd(s)
این مشخصه بصورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی و ماندگار ولتاژ آرمیچر (ناشی از مولفه محور طولی جریان آرمیچر) به دامنه مولفه اصلی و مختلط این جریان که بصورت تابعی از فرکانس بیان میشود، تعریف شده و آن را Zd(s) مینامند. این مشخصه را در حالتی که سیم بندی میدان اتصال کوتاه گردیده است، برای فرکانسهای مختلف اندازهگیری مینمایند.
ب) امپدانس عملیاتی محور عرضی ( ( Zq(s)
این مشخصه بصورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی ولتاژ آرمیچر تولید شده توسط شار مغناطیسی محور عرضی ناشی از مولفه جریان آرمیچر در جهت محور عرضی به دامنه مولفه اصلی این جریان تعریف شده و بر حسب تابعی از فرکانس(لغزش) بیان میگردد.
ج) مشخصه فرکانسی G(s) بین سیم بندی میدان و آرمیچر
30
این مشخصه به صورت نسبت بین دامنه مولفه اصلی ولتاژ آرمیچر ناشی از جریان سیمبندی میدان در فرکانسهای مختلف به دامنه مولفه اصلی ولتاژ اعمالی در سیم بندی میدان تعریف میگردد.
-3-4-2 پارامترهای دینامیکی
این پارامترها به لحاظ سابقه، اهمیت و کاربرد فراوان آنها پارامترهای استاندارد ماشین نامیده میشوند، اما از آنجائیکه بیشتر حالتهای گذرا و دینامیکی ژنراتور را مدنظر دارند، به آنها پارامترهای دینامیکی نیز اطلاق می شود. یکی از دلایل اهمیت این پارامترها، قابلیت تشخیص و اندازهگیری آنها میباشد. این پارامترها را میتوان با استفاده از آزمایشهای خاصی که بعضی استانداردها نیز به آن اشاره دارند، مستقیماً بدست آورد. با استفاده از این پارامترها میتوان ژنراتور سنکرون را بویژه در حالات گذرا و دینامیکی تحلیل نمود. آزمایشات مربوط به استخراج این پارامترها سابقه نسبتاً زیادی دارد. تقسیم بندی این پارامترها که شامل اندوکتانسها و ثابت زمانیها هستند، به صورت پارامترهای دینامیکی محور طولی،محور عرضی همچنین پارامترهای
تندگذر و کندگذر میباشند که بسته به نوع تحلیل، جهت بررسی یک پدیده، پارامترهای مورد نیاز متفاوت
خواهد بود. این پارامترها بطور خلاصه شامل راکتانسهای سنکرون ( X q , X d )، راکتانسهای تندگذر و کندگذر محورهای طولی و عرضی( ( X ′q′, X ′d′, X ′q , X ′d ثابت زمانیهای کندگذر و تندگذر مدار باز محورهای طولی و عرضی ( ( T ′′qo ,T ′′do ,T ′qo ,T ′do و ثابت زمانیهای کندگذر و تندگذر اتصال کوتاه محورهای طولی و عرضی ( ( Tq′′,Td′′,Tq′,Td′ می باشند.
-5-2 محاسبه پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون بر اساس پارامترهای
اساسی ماشین
در محاسبه مقادیر اولیه شارهای گذرا در مدارهای تزویج شده از تئوری ثابت بودن شار دور استفاده میشود.
این تئوری بطور خلاصه عبارتست از اینکه شاردور مدار القائی با مقاومت و emf کوچک نمیتواند بطور لحظهای تغییر یابد. در حقیقت اگر emf یا مقاومتی در مدار موجود نباشد، شاردور آن ثابت خواهد ماند. این تئوری را میتوان در محاسبه جریانها بلافاصله بعد از تغییر شرایط مدار برحسب جریانهای قبل از تغییر استفاده کرد. هنگامی که یک اغتشاش همانند اتصال کوتاه در سمت استاتور ماشین اتفاق میافتد، شار استاتور تغییر میکند. پاسخ ماشین به اغتشاش براساس نحوه تغییرات جریانها و شارها عموماً به سه دوره زیرگذرا، دوره گذرا و ماندگار تقسیم میشود. در دوره زیرگذرا تغییر در جریان سیمپیچیهای میراکننده مانع از نفوذ شار ایجاد شده توسط استاتور به روتور میگردد. با کاهش جریان سیم پیچیهای میراکننده، دوره گذرا آغاز میشود که در آن تغییر جریانهای سیمپیچی میدان همان اثر را، اما ضعیفتر خواهد داشت. در نهایت در حالت ماندگار شار ایجاد شده استاتور به داخل روتور نفوذ خواهد کرد. شکل (3-2) توزیع شار در دورههای زیر گذرا، گذرا و ماندگار ماشین پس از وقوع یک اغتشاش سمت استاتور را نشان میدهد که بر اساس مسیر شار در هر یک از این حالتها میتوان راکتانسهای سنکرون، گذرا و زیرگذرای ماشین را تعریف کرد.
31

دوره زیرگذرا

دوره گذرا

حالت ماندگار

25%

25%

90 9090

90 9090

25%
25%
شکل (3-2) توزیع شار در ماشین سنکرون طی دورههای زیرگذرا، گذرا و ماندگار
در این قسمت نحوه محاسبه پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون برحسب پارامترهای اساسی یا همان پارامترهای مدار معادل ماشین تشریح میشود. همچنین مدار معادل ماشین برای هر یک حالتهای ماندگار، گذرا و زیرگذرا ارائه میشود. مدل در نظر گرفته شده برای ژنراتور بر اساس استاندارد IEEE Std1110،
32
مدل 2-2 میباشد. در صورت استفاده از مدلهایی با مرتبه متفاوت، رابطه پارامترهای دینامیکی تغییر یافته اما نحوه محاسبه آنها بصورت مشابه میباشد.
-1-5-2 محاسبه راکتانسهای ماشین
الف – راکتانسهای سنکرون
معمولاً اندوکتانس را به عنوان نسبت شاردور به جریان تعریف می کنند. وقتی که قله mmf گردان در امتداد محور d قرار گرفت، نسبت شاردور استاتور به جریان استاتور اندوکتانس محور (Ld) d نامیده میشود.
با بدست آمدن اندوکتانسها بدیهی است که راکتانسهای متناظر نیز به سادگی قابل محاسبه هستند.
همچنین وقتی قله mmf گردان در امتداد محور q قرار بگیرد، نسبت شاردور استاتور به جریان آن، اندوکتانس سنکرون محور (Lq) q خواهد بود. شکل (4-2) مدار معادل ماشین در شرایط حالت ماندگار را نشان می دهد.
x fd xl x1q xl i fd i1q  0 x1d X d → x2q X q → xad xaq 0 i i2q  0 1d الف-مدار معادل محور d ب-مدار معادل محورq شکل :(4-2) مدار معادل ژنراتور سنکرون در حالت ماندگار
در حالت ماندگار، راکتانسهای سنکرون محور d و q به ترتیب با توجه به شکل (4-2) محاسبه می شوند.
مقادیر این راکتانس ها در روابط (9-2) و (10-2) ارائه شده است.
(9-2) X d  xl  xad
(10-2) X q  xl  xaq
ب- راکتانسهای گذرا
برای محور مستقیم، با توجه به اینکه مقاومت سیمپیچیهای میراکننده معمولاً بزرگتر از مقاومت سیم بندی میدان میباشد، جریان القایی در این سیم پیچیها بسیار سریعتر از جریانهای القایی در سیم بندی میدان میرا میشود. برای دوره گذرا فرض میشود که حالت گذرای میراکننده با میرایی فوقالعاده زیاد تمام شده است، در حالیکه جریانهای القایی در سیم بندی میدان هنوز برای مخالفت با تغییر شاردور ناشی از جریان-

های استاتور تغییر میکنند. مدارهای معادل ماشین در دوره گذرا مطابق شکل (5-2) می باشد. مدار معادل محور q نیز به طریق مشابه قابل توجیه است.

33
x fd xl Vfd x1d X ′d → xad i1d  0 الف-مدار معادل محور d ب-مدار معادل محورq
شکل :(5-2) مدار معادل ماشین سنکرون در دوره گذرا
براساس مدارهای معادل بدست آمده، راکتانس های گذرای محورهای d و q به شکل روابط (11-2) و(-2 (12 محاسبه می گردند.
(11-2) xad x fd x fd xl  X ′d  xl  xad xad  x fd (12-2) xaq x1q x1q xl  X ′q  xl  xaq x aq x 1q ج-راکتانس های زیر گذرا
در دوره زیرگذرا، جریانهای گذرای القا شده در سیم بندیهای روتور سعی دارند تا شاردور هر یک از مدارهای روتور را در ابتدا ثابت نگه دارند. براین اساس مدارهای معادل محورهای d و q ماشین سنکرون در این حالت مطابق شکل (6-2) میباشد.

الف-مدار معادل محور dب-مدار معادل محورq
شکل :(6-2) مدار معادل ماشین سنکرون طی دوره زیر گذرا
در این حالت برای محور d راکتانس دیده شده معادل سه راکتانس موازی xad ، x fd و x1d میباشد که با xl سری شده است. راکتانس زیر گذرای مدار باز محور q نیز مشابه محور d محاسبه میشود. براساس مدار معادل های ارائه شده، این راکتانس ها طبق روابط (13-2) و (14-2) محاسبه میشوند.
(13-2) xad x fd x1d xl x fd  x1d X ′d′  xl  xad xad x fd  xad x1d  x fd x1d 34
(14-2) xad x fd x1d xl x1d x fd  X ′d′  xl  xad x x x ad x fd x ad x fd 1d 1d -2-5-2 محاسبه ثابت های زمانی ماشین
حضور دو مجموعه سیم بندی برروی روتور، دو مجموعه ثابت زمانی مختلف را سبب شدهاست. مجموعه با مقادیر بزرگتر مربوط به ثابت زمانیهای گذرا و مجموعه با مقادیر کوچکتر مربوط به ثابت زمانیهای زیرگذرا هستند. معمولاً سیم بندیهای میراکننده که مقاومت بیشتری نسبت به سیم بندیهای میدان دارند، با ثابت زمانیهای زیرگذرا متناظرند.
ثابت زمانیهای گذرا و زیرگذرا بر روی محورهای d و q معمولاً در دو حالت تعریف میشوند. در یک حالت که استاتور مدار باز است و ثابت زمانیهای مدار باز تعریف میشود، ( ( T ′′qo ,T ′′do ,T ′qo ,T ′do، و درحالت دیگرسیم پیچی استارتور بصورت اتصال کوتاه فرض می شود( .( Tq′′,Td′′,Tq′,Td′ میتوان نشان داد که نسبت ثابت زمانی گذرای محور d با استاتور اتصال کوتاه به ثابت زمانی گذرای محور d با استاتور مدار باز برابر است با نسبت راکتانس ظاهری که جریان استاتور با سیم بندی میدان اتصال کوتاه شده می بیند، به راکتانسی که جریان استاتور با سیم بندی میدان مدار باز میبیند.
الف -ثابت زمانی های گذرا
مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانیهای گذرای مدار باز محور d و q در شکل (7-2) نمایش داده شدهاست.

Rfd
′ T do ← R1d
i1q=0
xfd
Rsxl
x1d
xad
الف :
محور dب: محورq
شکل :(7-2) مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های گذرای مدار باز
براساس فرضیات فوق و مدارمعادل شکل (7-2) ثابت زمانیهای مدارباز ماشین بصورت روابط (15-2) و
(16-2) بدست می آیند. (15-2) xfdxad 1 T ′do  ω0 R fd (16-2) x1qxaq 1 T ′qo  R ω 0 1q 35
همچنین مقادیر ثابت زمانیهای گذرا با استاتور اتصال کوتاه شده بر اساس روابط (17-2) و (18-2) محاسبه میشوند.
(17-2) x′d  Td′ xd T ′do (18-2) x′q  Tq′ xq T ′qo ب- ثابت زمانیهای زیر گذرا
ثابت زمانی زیرگذرای مدار باز محور d عبارتست از زمان لازم برای کاهش مولفه d جریان به مقدار 1e ام مقدار اولیه خود، هنگامی که در ترمینال ماشینی که با سرعت نامی می چرخد، بطور ناگهانی اتصال کوتاهی رخ دهد. بعبارت دیگر این ثابت زمانی عبارتست از ثابت زمانی جریان سیمبندی میراکننده d وقتی سیمبندی میدان اتصال کوتاه شده و سیمبندیهای استاتور مدار باز باشند. از مقاومت سیم بندی میدان در این دوره کاهش ولتاژ صرف نظر میشود. ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز محور q نیز به طریق مشابه تعریف میشوند. مدار معادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانیهای زیرگذرای مدار باز مطابق شکل (8-2) میباشد.

براساس فرضیات فوق و مدار معادلهای ماشین در دوره زیرگذرا و ثابت زمانیهای زیرگذرای مدار باز ماشین بر اساس روابط (19-2) و (20-2) محاسبه میگردند.

الف : محورdب:محورq
شکل :(8-2) مدارمعادل ماشین جهت استخراج ثابت زمانی های زیر گذرای مدار باز
(19-2)
(20-2)

 x fd xad x fd  xad x1q xaq  aq x x 1q
1 1 ′′ xad  ω x1dxfd x1d R R 0 Tdo  ω 1d 0 1d 1 1 ′′ xaq  ω x2qx1q x2q 2q R 0 R 0 Tqo  ω 2q 36
-6-2 مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون براساس مدل دو محوری پارک
روابط ارائه شده در قسمت (3-2) تا حدود قابل قبولی عملکرد الکتریکی دینامیکی یک ماشین سنکرون را بیان می کنند. اما گاهی این روابط را نمی توان بطور مستقیم برای مطالعات سیستمهای قدرت بزرگ بکار برد. از طرفی برخی از اوقات نیز لازم است رفتار ماشین سنکرون با جزئیات بیشتری مدل شود. در مدل دو محوری پارک همانگونه که قبلاً هم تشریح شد، مقادیر استاتور به دو سری مقادیر در دو جهت تبدیل می-
شوند که یکی در راستای محور مغناطیسی سیم پیچی میدان بوده (محور (d و دیگری با 90 درجه اختلاف با محور d عمود بر محور مغناطیسی سیم پیچی میدان میباشد (محور .(q محور d روتور شامل سیم پیچی میدان و سیم پیچیهای میراکننده میباشد. محور q نیز شامل سیم پیچیهای میراکننده این محور است.
باتوجه به تعداد سیم پیچیهای درنظر گرفته شده برای محور d و q روتور، مراتب مختلفی برای مدل ژنراتور سنکرون متصور است. براساس استاندارد IEEE Std 1110، مدل ژنراتور بایک شماره دورقمی Model AB مشخص میشود که A تعداد سیم پیچیهای درنظر گرفته شده برای محور d روتور و B

تعداد سیمپیچیهای منظور شده برای محور q روتور میباشد. جدول (1-2) مراتب مختلف ژنراتور سنکرون را نشان میدهد. نوع مدل انتخاب شده برای ژنراتور سنکرون وابسته به پارامترهای مختلفی از جمله نوع ژنراتور و ساختار فیزیکی روتور و انواع مطالعه مورد نظر است که در قسمتهای بعدی تشریح میشود.
37
جدول :(1-2) مراتب مختلف مدلهای ژنراتور سنکرون

فصل سوم:

بررسی روشهای شناسایی پارامترهای
دینامیکی ژنراتورهای سنکرون
39
-1-3 مروری بر پیشینه شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
بحث پارامترهای دینامیکی ماشین سنکرون و یا به عبارت دیگر این مطلب کـه بـرای بیـان رفتـار ماشـین سنکرون در حالتهای گذرا از راکتانسهای مربوط به حالت دائم نمیتوان استفاده کرد، برای اولین بار در سـال
1920 با طرح مفهوم راکتانس اتصال کوتاه مطرح گردید. بعدها این ایده بعنوان پایه و اسـاس اولیـه تئـوری
"ثابت بودن شاردور در برگیرنده" قرار گرفت و در مقالاتی توسط دوهرتی1 درسال 1923 و بیـولی2 در سـال
1929 دوباره عنوان گردید.
آقای کری3 این مطلب را به این صورت طرح کرد که در هر مدار بسته بلافاصله بعد از هر تغییر بوجود آمـده در جریان، ولتاژ ویا موقعیت فیزیکی این مدار نسبت به موقعیت مدارات دیگـر کـه بـا آن بطـور مغناطیـسی درگیر میباشند، شار دور در برگیرنده ثابت باقی خواهد ماند . با توجه به مقاومت موجود در سیم پیچی میدان و دیگر سیم پیچیهای روتور (دمپرها) و در نتیجه تغییرات حاصله در شاردور در بر گیرنده در طی مدت زمان بعد از وقوع تغییرات ناگهانی، لزوم معرفی ثابت زمانیهای گوناگون ماشین نیز بعدها بـرای تحلیـل دقیـق تـر مورد ملاحظه قرار گرفت.
بر این اساس پارک4 و روبیرتسون5 در سال 1928 راکتانسهای دیگری از قبیل راکتانسها و ثابـت زمانیهـای محور عرضی و محور طولی را برای رژیم های تندگذر و کندگذر و به همین صورت مفاهیم دیگری همچون حالات کندگذر و تندگذر را در شارها، ولتاژها و جریانها نیز مطرح نمودند. گام بعدی در همین رونـد معرفـی مدار معادل ماشین بود. بسط منطقی این طریقه تحلیـل رفتـار ماشـین (بعـد از هـر تغییـر ناگهـانی) معرفـی مدارهای مربوط به محورهای طولی و عرضی ماشین با این فرض بود که بتوان یک اندوکتانس متقابل بـین سیم بندیهای موجود در روتور و استاتور تعریف نمود. بدین ترتیب و با در نظر گرفتن یک اندوکتانس متقابـل برای کوپلاژ بین سیم بندیهای روتور و استاتور و همچنین انتساب یک اندوکتانس پراکندگی به هـر کـدام از سیم بندیها (استاتور، میدان وبدنه روتور) مدار معادل مربوط به محور طولی ماشین. در سال 1931،کیلگوری6
در طی یک پروژه - ریسرچفاکتورهای مؤثر در محاسبات مربوط به بدست آوردن راکتانسهای ماشین سـنکرون را کـه مبنای خواص فیزیکی و ابعاد هندسی ماشین(استاتور، روتور و سیم پیچی میدان) میباشند بیان نمود. در ایـن مسیر در سال 1929، پارک نیز ایده محورهای طولی و عرضی برای ماشین را که قبلا توسط خـود او مطـرح شده بود به تبدیلات d-q که طی آن کمیات مربوط به سه فاز به متغیرهای q-d مرتبط می گردیـد بـسط داده و به این ترتیب پایه معادلات ماشین بر مبنای تئوری دو محوری بنا نهاده شد.

1-Doherty 2- Biowly 3- Cary 4- Park 5- Robertson 6- Kilgore
40
در سال 1931، شروین1 روابط لازم جهت بدست آوردن پارامترهای ماشین سنکرون را بـرای حالـت دائـم و گذرا، از طریق نتایج آزمایش ارائه نمود و این در حقیقت اولین روش پذیرفته شده بطور عام برای آزمایشهای ماشین سنکرون بود.که در سال 1945 میلادی توسط کمیته مربوط به ماشین سنکرون AIEE چاپ گردید.
از لحاظ تاریخی کمیته ماشینهای الکتریکی و استاندارد شماره 115 مربوط به IEEE ماحصل همان کمیتـه و همان روش آزمایشی ارائه شده در طی سالهای بعدی می باشد.
در طی اوائل دهه 60 میلادی به همان صورت که ابزار و تکنیکهای محاسباتی کـه در تحلیـل سیـستمهای قدرت بکار می رفت از لحاظ ابعاد و سرعت با روند رو به رشدی روبرو بود نیاز به مـدلهای دقیـقتـر ماشـین سنکرون جهت مطالعات پایداری نیز محسوس شده و بـرای ایـن خـاطر روشـهای کلاسـیک بدسـت آوردن پارامترهای ماشین سنکرون نیز دوباره مورد توجه بیشتر و دقیقتر قرار گرفت. در طی ایـن سـالها عـلاوه بـر مقالات متعددی که در این رابطه به چاپ رسید، استانداردهایی نظیر اسـتانداردBS, IEC, IEEE مربـوط به بخش ماشین نیز به دفعات متعدد چاپ و مورد تجدید نظر قـرار گرفتنـد. ایـن اسـتانداردها از میـان انـواع روشهای متفاوت و گوناگونی که ارائه میگردیدند و با توجه به رعایت نکات عملی و تکنیکهای انـدازهگیـری در طی جلسات متعدد کمیتههای ماشینهای الکتریکی، آنهایی را که تا حدی قابل قبول تشخیص مـی دادنـد انتخاب کرده و در استانداردها به عنوان روشهای کلاسیک مطرح و مورد تایید قرار می دادنـد. از مشخـصات مهم آزمایشات کلاسیک مربوط به قبل از دهه 80 تاکید روی آزمایش اتصال کوتاه سه فاز ناگهـانی و سـعی در بدست آوردن پارامترهای ماشین بـا اسـتفاده از چنـین آزمایـشی بـود کـه در حـال حاضـر هنـوز هـم در مشخصات ارائه شده در نیروگاهها نتایج حاصل از آزمایش اتصال کوتاه ناگهانی ارائه می گردد.
از جمله نکات محدودکننده اینگونه آزمایشها عدم دسترسی به پارامترهای مربـوط بـه محـور عرضـی، عـدم صرفه اقتصادی و قابلیت انجام آن در محل نیروگاهها و در تحت ولتاژ نامی بود. در حقیقت تـا قبـل از سـال
1983 روشهای دسترسی به پارامترهای مربوط به محور q در استانداردها مسکوت گذارده شده بود.
در طی سالهای 1960 الـی 1980 آزمایـشات گونـاگونی جهـت پاسـخگویی بـه سـؤالاتی از قبیـل اهمیـت پارامترهای مربوط به محور عرضی و همچنین درجه دقّت مورد لزوم برای پارامترهای ماشین و یا درجه مدل بکار رفته برای ماشین مطرح شده است. آزمایشات نیروگاه نورث فلیت2 در سال 1969 و تحقیقات انجام شده مؤسساتی چون EPRI, NPCC & Ontario-Hydro از این دسـتهانـد. ایـن مجموعـه فعالیـتهـا نتایجی از این قبیل را به همراه داشت:
در شبیه سازی دینامیکی رفتار ماشینهای الکتریکی، اطلاع دقیـق از پارامترهـای ماشـین بـه انـدازه درجه مدل انتخابی اهمیت دارد. این اهمیت در باب پارامترهای محور عرضی بارزتر است.
در تعیین پارامترهای ماشین همواره آزمایشاتی که منجر به تغییرات کوچک(بزرگ) در مقادیر ولتاژ و جریانهای ماشین گردند، اطلاعات مناسبی از پارامترها برای مطالعات مربوط بـه اغتـشاشات بـزرگ (کوچک) را در اختیار قرار نمیدهد.

7- Shervin 8- North Fleet
41
با توجه به این نکته پارامترها باید بسته به نوع مطالعه تصحیح و بهینه سازی شوند.
ارزش پارامترهای محور عرضی در شبیه سازی رفتار توربوژنراتورهای با روتـور یکپارچـه بـه حـدی است که انجام آزمایشهای جداگانه در این جهت راتوجیه میکند.
بدین ترتیب در سالهای بعد از 1980 آزمایشهای جدیدتری چون میرائی شار1 جایگاه ویژهای در حوزه تعیـین پارامترهای دینامیکی ماشینهای سنکرون پیدا کردند.
-2-3 انواع روشهای تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
به طور کلی آزمایشهای موجود در حوزه تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون را می توان به دو دسته :
روشهای کلاسیک
روشهای جدید
تقسیم بندی کرد. روشهای کلاسیک، آزمایشهایی محدود را تشکیل میدهند که عموماَ از نظر زمانی نیز، بـر روشهای جدید تقدم دارند. مهمترین معیارهای مطرح در انتخاب روشهای مورد استفاده عبارتنداز:
انجام آزمایش در آن کشور ممکن باشد و به ابزار پیچیده نیاز نداشته باشد.
استانداردهای معتبر آن را تایید کند.
با بکارگیری آن تعداد بیشتری از کمیتها را بتوان شناسایی کرد.
آن روش قادر به اندازهگیری پارامترهای محور عرضی نیز باشد.
-1-2-3 روشهای کلاسیک اندازهگیری پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون:
روشهای کلاسیک روشهایی محدود هستند که عموما قبل از دهه 80 میلادی ابداع شدهاند و بـا انجـام آنهـا تنها یک یا چند پارامتر شناسایی میشود. این روشها برروی هر ژنراتـوری قابـل اجـرا بـوده و بـه تجهیـزات پیشرفته و پیچیده نیاز ندارد. تغییرات این روشها در خلال این سالها عموما از جنس اصلاح روابط محاسـباتی میباشد. اغلب آنها استاندارد شدهاند، ولی متاسفانه با انجام هر یک از این آزمایشها تنهـا تعـداد محـدودی از پارامترها بدست میآیند. از نقاط ضعف این روشها مساله تعیین پارامترهای محور q اسـت. از معایـب عمـده دیگر بعضی از این روشها مخرب بودن آنهاست. با این شرایط مجوز استفاده از این روشها علیرغم اسـتاندارد بودن آنها صادر نمیگردد.
به عنوان نمونه آزمایش اتصال کوتاه سهفاز اگر چه نتایج خوبی را از جهت تعیین پارامترها در بر داشته باشد، به علت آثار مخرب الکتریکی و مکانیکی جبران ناپذیر آن چندان مورد توجـه نیـست. اغلـب کمیتهـایی کـه توسط آزمایشهای کلاسیک تعیین میشود بر پایه مدل استاندارد IEEE تبیین شـدهانـد بـا یـک سـیمپـیچ میرایی محور طولی و عرضی. بسیاری از این روشها در تعیین پارامترها برای مدلهایی از مرتبـه بـالاتر ناکـام خواهند بود.

9- dc decay
42
-2-2-3 روشهای جدید در تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون:
همگام با رشد سیستمهای کـامپیوتری، توسـعه تجهیـزات انـدارهگیـری و پدیـد آمـدن سیـستمهای هـوش مصنوعی، مجموعه جدیدی از روشها برای شناسایی پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون پدیـد آمدنـد.
بطور کلی در این روشها با اعمال ورودیهای مناسب در وضعیتهای متفاوت روتور(ایـستا یـا متحـرک) و ثبـت خروجیها، توابع انتقال ماشین شناسایی شده است. سپس با فرض یک مدل خاص بـرای ماشـین مـیتـوان پارامترهای ماشین را با روشهای مناسبی تخمین زد. اخیرا مدلهایی با مرتبه بالاتر نیز در اسـتانداردها مطـرح شدهاند. شناسایی پارامترهای دیگری که همگام با رشد درجه مدل مطرح شدهاند را صرفا میتوان با اسـتفاده از روشهای جدید تعیین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون شناسایی کرد، اگر چه توانایی روشهای مذکور در تعیین این پارامترها متفاوت است. در مجموع روشهای جدید را میتوان تلاشـهایی بـرای دسـتیـابی بـه اهداف زیر دانست:
أ- دستیابی به روشهای بلادرنگ در تخمین پارامترها ب- استفاده از اطلاعات بهره برداری برای شناسایی پارامترها ت- شناسایی پارامترها با دقت هرچه بیشتر ث- تلاش در سادهسازی مکانیزم تخمین
به عنوان نمونه از مهمترین روشهای مطرح در این دسته به موارد زیر میتوان اشاره کرد: (1 روشهای بنا شده برپایه سیستمهای هوش مصنوعی:
(a تخمین پارامترهای دینامیکی با استفاده از شبکه عصبی (b تخمین پارامترهای دینامیکی با استفاده از الگوریتم ژنتیک
(2 روشهای بنا شده بر پایه تکنیکهای معادلات معادلات جزئی: (a تعیین پارامترها با استفاده از تکنیک اجزاء محدود
(3 شناسایی پارامترها ماشین سنکرون با استفاده از تست پاسخ فرکانسی
(4 شناسایی پارامترها با استفاده از دامنه وسیع تحریک
(5 شناسایی پارامترها با استفاده از اطلاعات تست باربرداری
(6 شناسایی پارامترها با استفاده از اطلاعات میرایی شار
(7 شناسایی پارامترها با اطلاعات بدست آمده از اغتشاشات بهره برداری (a تخمین پارامترها با استفاده از اغتشاشات بزرگ بهره برداری (b تخمین پارامترها با استفاده از اغتشاشات کوچک بهره برداری
عموم این روشها غیر مخرب بوده و نتایج خوبی را در تخمین پارامترها نشان داده اند. از نکات قابـل توجـه در این روشها توانایی آنها در تعیین پارامترهای محور عرضی علاوه بر محور طولی و همچنـین امکـان تخمـین پارامترها، متناظر مدلهایی با درجههای مختلف است. البته این به معنی توانایی برابر این روشها برای تخمین
43
و شناسایی پارامترها در جهات مختلف نیست. البته همه این روشـها در حـال تکامـل و بهبـود مـیباشـند و
بسیاری از آنها هنوز استاندارد نشدهاند.
44
فصل چهارم:

شناسایی بلادرنگ پارامترهای
دینامیکی ژنراتورهای سنکرون با
استفاده از رویتگر شبکه عصبی
45
-1-4 اصول کار شبکه های عصبی:
یکی از روشهای مشهور در حوزه هوش مصنوعی شبکه عصبی مصنوعی است. شبکههای عصبی مـصنوعی الهام گرفته از شبکه عصبی انسان هستند که توانایی بالایی در تقلید رفتار توابـع غیـر خطـی از خـود نـشان دادهاند. انسان با استفاده از تجربیاتی که از وقایع پیرامون خود دارد و ارتباطی که بین آن وقایع و عوامل مؤثر بر آنها برقرار میکند، نسبت به تخمین وقایع آتی بر پایه وضـعیت عوامـل مـؤثر اقـدام مـینمایـد. براسـاس تحلیلهای موجود شبکه عصبی مغز انسان از لایههای مختلفی تشکیل شده که لایه خـارجی آن(کـورتکس)
متصل به مجاری ورودی است. این ورودیها در انسان حواس او هستند. تجربیات ما به صورت تفاوت قوت و ضعف نقاط اتصال سلولهای عصبی به یکدیگر(سیناپسها) بروز مـیکنـد. هـر یـک از نـرونهـا پیونـدهای متعددی با سلولهای لایه بعد دارند.

شکل:1-4 طرح کلی سلول عصبی انسان
مسلم است که هرچه تعداد پیوندهای عرضی بیشتر باشد شبکه توانایی بیشتری در آموزش رفتـار توابـع غیـر خطی خواهد داشت.
-2-4 اصول کار شبکه عصبی تخمین گر پارامترها:
با درنظر گرفتن مبادی ذکر شده، مراحل شبیهسازی شبکههای عصبی بدین صورت خواهد بود:
ساخت نرون مصنوعی
ساختاربندی آن در قالب لایههای مختلف
تهیه بانک اطلاعات لازم برای آموزش شبکه عصبی
آموزش شبکه عصبی
تست شبکه
46

شکل :2-4 شکل کلی سلول عصبی مصنوعی
لایههای شبکه عصبی را به سه دسته لایه ورودی، لایه خروجی، و لایه (لایههای) مخفی تقسیم مـیکننـد.
تعداد عناصر لایه ورودی و خروجی باید برابر تعداد ورودی، خروجیهای در نظـر گرفتـه شـده بـرای شـبکه باشند. افزایش تعداد لایههای مخفی در شبکه عصبی دو اثر متضاد را به همراه دارد. از یک طرف تقلیـد هـر چه بهتر رفتار هر تابع غیر خطی را امکان پذیر می سـازد و از طـرف دیگـر مـشکلات شـبیه سـازی و مـدت آموزش را افزایش میدهد. در عمل باید بسته به شرایط، بین این دو عامل بهینهسازی شود. در عمل در طـی تحقیقات متعدد انجام شده شبکه عصبی با یک لایه مخفی به عنوان حالت بهینه مطرح شده است.

شکل:3-4 ساختار شبکه عصبی توسعه یافته
همانگونه که پیشتر مطرح شد تعداد نرونهای لایه خروجی شبکه عصبی برابـر تعـداد خروجـیهـای در نظـر گرفته شده برای آن شبکه است. در این طرح، شبکه عصبی با یک خروجی در نظر گرفته شده است. بنابراین برای تخمین هر یک از پارامترهای مورد نظر باید یک شبکه مستقل تـشکیل شـده، آمـوزش دیـده و مـورد استفاده قرار گیرد. این روش اگرچه مشکلاتی را در تشکیل و آموزش شبکههای متعدد به همـراه دارد لـیکن گامی در جهت دستیابی به حداکثر قابلیت شبکههای عصبی در تخمین پارامترهـای دینـامیکی ژنراتورهـای سنکرون بر اساس دادههای بهرهبرداری است. همانگونه که همواره بهینهسازیهای تک هدفه نتایج بهتـری از جهت دستیابی به نتیجه مورد نظر دارند، با توجه به تشابه ساختاری این معنی در باب شـبکههـای عـصبی نیز صادق است. تعداد نرونهای لایه ورودی نیز برابر تعداد ورودیهای در نظر گرفته شده برای شبکه عـصبی
47
است. تعداد شش ورودی برای شبکه مورد نظر در نظر گرفته شده است. تعداد ورودیها در این طرح با توجه به مجموعه پارامترهای قابل اندازهگیری در خروجی ژنراتورهای سنکرون انتخاب شده است. البته انتخـاب و ترتیب آرایش این پارامترها برپایه رؤیت پذیری پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون در رفتار دینـامیکی آن شکل گرفته است. این بحث در طی مطالعات پیشین انجام شـده در مرکـز مطالعـات دینامیـک ایـران مـورد بررسی قرار گرفته است.
-1-2-4 دادههای آموزشی و آموزش شبکه عصبی تخمینگر:
از نکات بسیار مهم در تشکیل شبکه عصبی مـصنوعی، بانـک اطلاعـات آموزشـی مـورد اسـتفاده اسـت. در تجربیات گذشته که در حوزه استفاده از شبکههای عصبی مصنوعی مطرح است، گاه اصلاح مکانیزم تهیـه و تغییر دامنه دادههای آموزشی، یک شبکه عصبی با نتایج ضعیف را به شبکهای بـا نتـایج قابـل قبـول تبـدیل کرده است. شاید بتوان مهمترین نکته در گردآوری اطلاعات آموزشـی را شـمول و فراگیـری آن نـسبت بـه حالتهای مختلف رفتاری مطرح در حوزه مورد نظر دانست. اگرچه این شمول را نباید با بزرگی ابعـاد اشـتباه گرفت. عامل مهم نگاه ریشهای و بنیادین به حالات مطرح در آن حوزه است. از آنجا که این شبکه بر آنـست تا بر پایه اطلاعات بهرهبرداری نسبت به تخمین پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون اقدام نماید، لـذا بایـد بانک اطلاعات لازم برای آموزش شبکه عصبی در این حوزه فراهم شود. مجموعه اغتـشاشاتی کـه در طـی بهرهبرداری از ژنراتورها رخ میدهد را میتوان به سه دسته عمده تقسیم کرد:
اغتشاشاتی که در حوزه تحریک رخ می دهند
اغتشاشاتی که در حوزه توان ورودی رخ میدهند
اغتشاشاتی که در شبکه تحت تغذیه رخ میدهند
بدین ترتیب از هر یک از این حوزههای سهگانه یک نمونه شایع به عنوان نماینده آن گروه بـدین ترتیـب در
نظر گرفته شده است:
تغییر ناگهانی %10 در تحریک ژنراتور
تغییر ناگهانی %10 در توان ورودی ژنراتور
وقوع اتصال کوتاه سهفاز 10-5)میلی ثانیه) در خروجی ژنراتور
48

شکل :4-4 شکل کلی روش تهیه اطلاعات بهرهبرداری ژنراتورهای سنکرون
(برای آموزش و تست شبکه عصبی)
60 مجموعه از مقادیر نمونه پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون به عنوان مقـادیر پایـه در تـشکیل بانـک اطلاعات آموزشی شبکه عصبی در نظر گرفته شده است. این مجموعه از دادههایی مربوط به:
واحدهای بخاری- فسیلی
واحدهای بخاری-فسیلی با پیوند عرضی
واحدهای بخاری- هستهای
واحدهای آبی
واحدهای با توربین احتراقی
تشکیل شده است. برای هر مجموعه از این پارامترها دو گام افزایشی و دو مرحله کاهش در نظر گرفته شده
است. هر یک از این مراحل تغییرات %10 پارامترها را بهمراه خواهد داشت. مجموعه نهایی دربرگیرنـده 225
مجموعه از مقادیر نمونه پارامترهای دینامیکی ژنراتور سنکرون میباشد. مجموعه یک ژنراتور متصل به شین
بینهایت برای شبیه سازی رفتار ژنراتور سنکرون در نظر گرفته شده است. برای این که آثـار تفـاوت سـاختار
شبکه در رفتار ژنراتور نیز لحاظ شده باشد در هر مرحله از شبیهسازی بصورت همگام با تغییرات پارامترهـای
ژنراتور، تغییراتی در حوزه پارامترهای شبکه نیز در نظر گرفته شده است. در هر دوره شبیه سازی از خروجـی
ژنراتور 1000 نمونهگیری با فاصله زمانیهایی برابر0,01 ثانیه بعمل آمده است. 20 نمونه از اندازهگیری های
انجام شده و پارامترهای متناظر با آن به عنـوان مجموعـه اطلاعـات آموزشـی در نظـر گرفتـه شـده اسـت.
نمونههای منتخب از میان اندازهگیریهای انجام شده با گامهای متغیر و قابل کنترل گزینش شـدهانـد، ایـن
رویکرد امکان تهیه تصویری بهتر از رفتار دینامیکی ژنراتور سنکرون در قبال یک اغتـشاش را بـا رعایـت دو
مشخصه حداقل حجم اطلاعات و حفظ حداکثر مشخصات رفتاری فراهم میآورد.
49

شکل:5-4 آلگوریتم آموزش شبکه عصبی
آموزش شبکه بر پایه الگوریتم پسانتشار و با استفاده از راهبرد مارکوئیس_لونبرگ انجام شده است. برای هر یک از انواع سهگانه اغتشاشات ذکر شده بانک اطلاعات آموزشی مستقلی در نظـر گرفتـه شـده اسـت. ایـن روش امکان مقایسه بین نتایج اخذ شده در قبال هر یک از انواع اغتشاشات را فـراهم مـیآورد. ایـن راهبـرد امکان مقایسه درجه قابلیت اطمینان نتایج حاصل از تخمین پارامترهای گوناگون در قبال اغتشاشات مختلـف را نیز فراهم میĤورد.
-2-2-4 تست شبکه عصبی تخمینگر:
تست شبکه عصبی با استفاده از اطلاعات بهره برداری که در مجموعه آموزشی لحـاظ نـشده، شـکل گرفتـه است. بدین ترتیب تصویر واقعگرایانهتری از قابلیتهای شبکه مذکور خواهیم داشت. برای تحقق این معنـی اطلاعات مربوط به 75 ژنراتور سنکرون متفاوت با نمونه های مطـرح شـده در مجموعـه آموزشـی، دادههـای حاصل از اندازهگیریهای بعمل آمده در قبال رفتار دینامیکی آنهـا و مقـادیر حقیقـی پارامترهـای دینـامیکی متناظر با آن به عنوان مجموعه دادههای تست شبکه عصبی در نظر گرفته شده است. طرح کلی روش تست و بهرهبرداری شبکه عصبی مذکور در شکل4-6 بیان شده است. هریک از مراحـل آمـوزش و تـست شـبکه عصبی تخمینگر با مشخصات ذکر شده در قبال سه اغتشاش نمونه مطرح در نظر گرفته شده است.
50

شکل:6-4 طرح کلی روش تست و بهرهبرداری از شبکه عصبی
-3-4 نتایج:
مجموعه نتایج در سه بخش سازماندهی شده است. هربخش در برگیرنده نتایج آموزش و تست شبکه عصبی بر پایه یکی از انواع سهگانه اغتشاش میباشد. این طریقه بررسی امکان مقایسه بهتر نتایج را فراهم سـاخته، شاهدی بر رؤیت پذیری پارامترهای دینامیکی ژنراتورهای سنکرون در ازای اغتشاشات مختلف مـیباشـد. از طرف دیگر بررسی مقایسهای نتایج درجه دقـت شـبکه عـصبی در تخمـین پارامترهـای دینـامیکی بـر پایـه اطلاعات مختلف بهرهبرداری را نیز بیان میکند. برداشتهای مقایسهای امکان تعیین بهتر قابلیتهای شبکه عصبی را بدور از آثار ناشی از الگوی آموزشی فراهم میآورد، زیرا ابعاد و مکانیزم تشکیل مجموعـه آموزشـی در تخمین همه این پارامترها مشابه بوده است.
برای بررسی رفتار هر شبکه عصبی دو معیار اصلی دامنه و توزیع فراوانی خطا در نظر گرفتـه شـده اسـت. در تحلیل بر اساس توزیع فراوانی خطا، درصد فراوانی غالب و دامنه خطای متناظر با آن بیان شدهاند. با توجه به حجم زیاد مجموعه نتایج، چند نمونه از شبکههای تخمینگر و دادههای بدست آمده از طریق آنها در مرحلـه آموزش و تست ارائه شده است. این مجموعه به سه حوزه آموزش و تست بر اساس اطلاعـات بهـرهبـرداری شکل گرفته برپایه تغییر ناگهانی تحریک، تغییر ناگهانی تـوان ورودی و اغتـشاش حـوزه شـبکه متـصل بـه ژنراتور تقسیم شده است. برای فراهم سازی امکان مقایسه بیشتر، نتایج متناظر هر پارامترکه با استفاده از هر یک از بانکهای اطلاعاتی سهگانه مذکور بدست آمده اسـت در اختیـار خواننـده محتـرم قـرار گرفتـه اسـت.
پارامترهای دینامیکی مطرح برای ژنراتورهای سنکرون _در نگاه اشتراکی بین انواع مختلف آن _کـه مـا بـه تخمین آنها همت گماشته ایم مجموعهای بدین صورت را تشکیل خواهد داد:
51
جدول( (1-4 ردیف نام پارامتر مشخصه واحد
1 راکتانس سنکرون محور d Xd pu
2 راکتانس حالت گذرا محور d Xd' Pu
3 راکتانس فوق گذرا محور d Xd" Pu
4 راکتانس سنکرون محور q Xq pu
5 راکتانس فوق گذرا محور q Xq" Pu
6 راکتانس پوتیه Xl pu
7 ثابت زمانی محور d در دوره گذرا Td' s
8 ثابت زمانی محور d در دوره فوق گذرا Td" s
9 ثابت زمانی محور q در دوره فوق گذرا Tq" s
10 ثابت اینرسی H s
52
-1-3-4 نمونههایی از نتایج شبکه عصبی تخمینگر:
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :7-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل :8-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
53

شکل :9-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :10-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
54

شکل :11-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :12-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
55
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :13-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل :14-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
56

شکل :15-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :16-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
57

شکل :17-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :18-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
58
پارامتر مورد تخمین: X"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :19-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xd"

شکل:20-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
59

شکل:21-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :22-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xd"
60

شکل :23-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:24-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
61
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :25-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :26-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
62

شکل :27-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :28-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq"
63

شکل :29-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :30-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
64
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :31-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :32-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
65

شکل :33-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :34-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین xq"
66

شکل :35-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :36-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
67
پارامتر مورد تخمین: X"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :37-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین xq"

شکل :38-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
68

شکل :39-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :40-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین xq"
69

شکل :41-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:42-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
70
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :43-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند برای تخمین Td"

شکل :44-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
71

شکل :45-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :46-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
72

شکل :47-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :48-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
73
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :49-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td"

شکل:50-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
74

شکل:51-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :52-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
75

شکل :53-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :54-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
76
پارامتر مورد تخمین: T"d
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :55-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Td"

شکل :56-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
77

شکل :57-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :58-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Td"
78

شکل :59-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:60-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
79
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی تحریک

شکل :61-4 نمودار خروجی شبکه عصبی درفرایند آموزش برای تخمین Tq"

شکل :62-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
80

شکل :63-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :64-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq"
81

شکل :65-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :66-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش
82
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: وقوع اتصال کوتاه در شبکه متصل به ژنراتور

شکل :67-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq"

.
شکل:68-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
83

شکل:69-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحلهآموزش

شکل :70-4 نمودار خروجی شبکه عصبی تحت تست برای تخمین Tq"
84

شکل :71-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل :72-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
85
پارامتر مورد تخمین: T"q
اغتشاش مورد استفاده: تغییر ناگهانی توان ورودی

شکل :73-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند آموزش برای تخمین Tq"

شکل :74-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله آموزش
86

شکل :75-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله آموزش

شکل :76-4 نمودار خروجی شبکه عصبی در فرایند تست برای تخمین Tq"
87

شکل :77-4 هیستوگرام خطای شبکه عصبی در مرحله تست

شکل:78-4 نمودار خطای تخمین شبکه عصبی در مرحله تست
88
-2-3-4 بررسی تحلیلی نتایج:
در طی این پروژه، شبیه سازیهای مربوطه در جهت تخمین کلیه پارامترهای مذکور انجام شده و بـر اسـاس اغتشاش بکار گرفته شده در تهیه دادههای بهرهبرداری تقسیم بندی و مقایسه شـده اسـت. بررسـی تحلیلـی نتایج در قالب شاخصبندیهای زیر ارائه شده است:
.1 بررسی مقایسهای رفتار شبکه عصبی تخمینگر در دوره آموزش:
.A تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه توزیع فراوانی خطا:
این بررسی بر پایه توزیع فراوانی خطای شبکه عصبی تخمینگر در مرحلـه آمـوزش، شـکل گرفتـه است. در مسیر تخمین هر یک از پارامترها نتایج سهگانه بدست آمده به ترتیب بر اساس برازندگی از دیدگاه حداقل خطا مرتب شده است. این نتایج برپایه اغتشاش متناظر با آنها نام گذاری و در جـدول
2-4 جای گرفتهاند.
.B تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه حداکثر دامنه خطا:
نتایج سهگانه بدست آمده در تخمین هریک از پارامترها بر اساس شـاخص حـداکثر خطـا ارزیـابی و اولویت بندی شدهاند. نتایج این تحلیل به ترتیب بیان شده در گام قبل نامگذاری و در قالـب جـدول
3-4 در اختیار قرار گرفته است.
.2 بررسی مقایسهای رفتار شبکه عصبی تخمینگر در دوره تست:
.A تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه توزیع فراوانی خطا:
این بررسی بر پایه توزیع فراوانی خطای شبکه عصبی تخمینگر در مرحله تست، شکل گرفته است.
در مسیر تخمین هر یک از پارامترها، نتایج سهگانه بدست آمده بر اساس برازندگی از دیدگاه حداقل خطا ترتیب یافته است. این نتایج برپایه اغتشاش متناظر با آنها نام گـذاری و در جـدول 2-4 جـای گرفتهاند. به علّت اهمیت خاص نتایج حاصل در این بخش، علاوه بر تحلیلهای فوق شاخص خطای متناظر با فراوانی غالب و درصد فراوانی مربوطه در بهترین حالت نیز ارزیابی و در جدول 2-4 ارائـه شده است.
.B تحلیل نتایج بدست آمده بر پایه حداکثر دامنه خطا:
89
نتایج سهگانه بدست آمده در تخمین هریک از پارامترها بر اساس شاخص حداکثر خطا ارزیابی و بـر اساس برازندگی مرتب شده است. نتایج این تحلیل به همان صورت نامگذاری و در جدول 3-4 ارائه شده است.
درباب عملکرد شبکه عصبی در تخمین :Xd
با مقایسه نتایج بدست آمده با استفاده اغتشاشات مختلف هیستوگرام خطای شبکه در مرحله آموزش بهتـرین توزیع فراوانی را در وقوع قبال اتصال کوتاه در ترمینال ژنراتور نشان میدهـد نتـایج حاصـله بـر پایـه تغییـر ناگهانی تحریک و تغییر توان ورودی در مراتب بعدی قرار میگیرند.
از نظر دامنه خطا نیز در این مرحله بهترین نتایج به ترتیب در قبال نتایج حاصله از وقوع اتصال کوتاه, تغییـر توان ورودی و تغییر ناگهانی تحریک شکل گرفته اند.
در مرحله تست بهترین توزیع فراوانی در مرحله اول مربوط به نتـایج حاصـل از تغییـر ناگهـانی تحریـک، در مرحله دوم مربوط به نتایج حاصله بر پایه وقوع اتصال کوتاه و نهایتًا از تغییر توان ورودی بدست میآید.
کمترین دامنه خطا به ترتیب متعلق به تخمین برپایه نتایج حاصل از وقوع اتصال کوتاه، تغییر تـوان ورودی و نهایتًا تغییر تحریک میباشد.
در مرحله تست محدودترین دامنه خطا مربوط به وقوع اتصال کوتاه است. نتایج حاصل از تغییر تـوان ورودی و تغییر ناگهانی تحریک در مراتب بعدی قرار دارند.
%73,3 از نتایج دارای خطای کمتر از %9,2 دامنه تغییرات Xd هستند.
درباب عملکرد شبکه عصبی در تخمین :X'd
هیستوگرام خطای شبکه در مرحله آموزش نتایجی بدین ترتیب را در بر داشته است: در مرحلـه اول بهتـرین نتایج همراستا با تغییر ناگهانی تحریک شکل گرفته است، در مرحله دوم با تغییـر تـوان ورودی و در مرحلـه سوم با استفاده از وقوع اتصال کوتاه در خروجی ژنراتور.
کمتریم دامنه خطا در مرحله آموزش مربوط به وقوع اتصال کوتاه در ترمینال ژنراتور و در مرحله دوم و سـوم
مربوط به تغییر ناگهانی تحریک و توان ورودی ژنراتور میباشد.
در مرحله تست نمودار خطای شبکه نتایج مشابهی را در قبال اغتشاشهای سهگانه بجای گذاشته است و بـه سختی میتوان بین آنها تمایز قائل شد. شاید بتوان نتایج مربوط به تغییر توان ورودی، و در گامهـای بعـدی مربوط به تغییر ناگهانی تحریک و وقوع اتصال کوتاه در خروجی ژنراتور دانست.
90
کمترین دامنه خطا در این مرحله بترتیب مربوط به تغییر ناگهانی تحریک، وقوع اتصال کوتـاه و تغییـر تـوان ورودی میباشد.
%70 نتایج دارای خطای کمتر از %8,9 دامنه تغییرات X'd میباشند.
درباب عملکرد شبکه عصبی در تخمین :X"d
نمودارهای بدست آمده در مرحله آموزش از دیدگاه توزیع فراوانی خطا بهترین نتایج را متناظر با وقوع اتصال کوتاه در ترمینال ژنراتور و در مراحل بعدی همراستا با تغییر توان ورودی و تغییر تحریک، نـشان مـیدهنـد.
اگرچه دو مورد اخیر نتایج مشابهی را نشان میدهند و به سختی میتوان بین آنها تفاوت قائل شد.

project

٣-٢-سوئیچ و اﳌاای قدرت ۴۶
٣-٣-سنسور تعیین موقعیت و سرعت موتور ۶۶
٣-۴-آنﱰل دور و حلقه فیدبک ٧۶
فصل۴ : روش های عملی کاهش ریپل گشتاور
۴-١-بدست آوردن رابطه گشتاور از مدار معادل SRM ٧٢
۴-٢-بررسی رابطه L با موقعیت روتور θ ٧٣
۴-٣-بررسی تاثیر جریان بر L ۵٧
۴-۴-اثر ثابت گشتاور dL(θ,i)/dθ بر روی گشتاور ٧٧
۴-۵-اثر i 2 بر روی گشتاور ٧٨
۴-۶-ﲨع بندی در مورد کاهش ریپل گشتاور ٨٠
فصل۵ : طراحی مدار راهانداز (DRIVER) به روش غیرمستقیم
۵-١-مقدمه ٨٢ ۵-٢-تشخیص موقعیت روتور بدون استفاده از سنسور ٨٣ ۵-٣-آنﱰل جهت چرخش ۶٩ فصل۶ : نتیجه گیری و پیشنهادات ٩٩ نتیجه گیری پیشنهادات ١٠٢ پیوست نقشه های ﴰاتیکی سخت افزار دستگاه ١٠٣ پیوست اطلاعات نرم افزاری سیستم ١١٠ فصل٧ : مـراجـع ١٣٩ ۶
فهرست شکل ها صفحه عنوان ١-١.a-شکل :دو ﳕونه موتور رلوآتانسی با یک دندانه در هر قطب. ١٧ ١-١.b-شکل :ﳕونهای دیگر با دو دندانه در هر قطب . ١٧ ١-٢.شکل : ﳓوه عملکرد موتور رلوآتانس. ١٩ ١-٣-الف.شکل :ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی دوگانه. ٢٠ ١-٣-ب.شکل :ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی واحد. ٢٠ ١-۴-١.شکل :موتور رلوآتانس از نوع روتور صفحهای. ٢٢ ١-۴-٢.شکل :موتور رلوآتانس سوئیچی چند لایه. ٢٣ ١-۵-.aشکل :روتور با فاصله x از استاتور. ۶٢ ١-۵-.bشکل :منحنی شار برحسب mmf برای x1 و x2 آه x1>x2 ۶٢ ١-۶-.aشکل :یک قطب از موتور رلوآتانس. ٢٨ ١-۶-.bشکل :منحنی اندوآتانس برحسب موقعیت روتور. ٢٨ ١-٧-١.شکل :مدار معادل موتور رلوآتانسی. ٣١ ١-٧-٢.شکل :منحنی گشتاور ـ سرعت یک موتور رلوآتانسی ﳕونه. ٣٢ ٢-١.شکل :دستهبندی مدارات مبدل. ۴٣ ٢-٢.a-شکل :مبدل پل نامتقارن. ۵٣ ٢-٢.b-شکل :شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش اول. ۶٣ ٢-٢.c-شکل :شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش دوم. ٣٨ ٢-٢.d-شکل :استفاده از SCR و آاهش تعداد ترانزیستورهادرمبدل پل نامتقارن. ٣٩ ٢-۴-.aشکل :توپولوژی R-Dump ١۴ ٢-۴-.bشکل :شکل موجهای توپولوژی R-Dump ١۴ ٢-۵-.aشکل :مبدل Bifilar ٢۴ ٢-۵-.bشکل :شکل موجهای مبدل Bifilar ٣۴ ٢-۶-.aشکل :مبدل، منبع تغذیه dc دو نیمهای. ۴۴ ٢-۶-.bشکل :شکل موجهای مبدل با منبع تغذیه دو نیمهای. ۵۴ ٢-٧.a-شکل :مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود. ۶۴ ٧
٢-٧.b-شکل :شکل موجهای مدار فوق با روش اول.٧۴
٢-٧.c-شکل :شکل موجهای مدار فوق با روش دوم.٨۴
٢-٨-١.شکل :مبدل با (١(q+ سوئیچ در هر فاز.٩۴
٢-٨-٢.شکل :ﲠبود یافته مدار(١(q+ ترانزیستوری.٠۵
٢-٩.a-شکل :مدار مبدل C-Dump١۵
٢-٩.b-شکل :شکل موجهای مبدل C-Dump٢۵
٢-١٠-١.شکل :مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد.۴۵
٢-١٠-٢.شکل :عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها.۴۵
٢-١١.a-شکل :مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک.۵۵
٢-١١.b-شکل :عملکرد مدار.۵۵
٢-١٢.شکل :مبدل با حداقل تعداد ترانزیستورو تغذیه ورودی متغیر. ٧۵
٢-١٣.شکل :مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost ٨۵
٢-۴١.a-شکل :مبدل با (1.5q) سوئیچ.٩۵
٢-۴١.b-شکل :عملکرد مدار.٩۵
٢-۵١.شکل :مبدل دو مرحلهای.١۶
٣-١.شکل :بلوک دیاگرام مدار آنﱰل موتور.٣۶
٣-٢-١.شکل :مدار ساده هر فاز.۴۶
٣-٢-٢.شکل :مدار درایو ترانزیستورهای قدرت.۵۶
٣-٣-١.شکل :مدار معادل فتواینﱰاپﱰ.۶۶
٣-٣-٢.شکل :مدار آامل سنسورها.۶۶
٣-٣-٣.شکل :شکل موجهای ناشی از سنسورها.٧۶
٣-۴-١.شکل :پالسهای PWM٨۶
٣-۴-٢.شکل :مدار سرعت موتور.٨۶
٣-۴-٣.شکل :مدار آنﱰل PI٩۶
٣-۴-۴.شکل IC-TL494:٧٠
۴-١.شکل :مدار معادل موتور رلوآتانسی.٧٢
۴-٢-١.شکل :تغییرات اندوکتانس با موقعیت روتور.۴٧
۴-٢-٢.شکل :پایین شکل،روتوراصلاح شده درمقایسه باروتور معمولی. ۵٧
٨
۴-٣.شکل :تغییرات اندوکتانس با جریان بر حسب زاویه. ۶٧ ۴-۴.شکل :استفاده از دیودهای هرزگرد برای ﲣلیه سریع تر جریان ٧٨ سیم پیچ. ۴-۵.شکل :کنﱰل جریان برای کاهش ریپل گشتاور. ٨٠ ۵-١-١.شکل :شفت انکدر و سه عدد سنسور برای تشخیص موقعیت روتور ٨٢ دریک موتور سه فاز ۴/۶. ۵-٢-١.شکل :شکل جریان سیمپیچ در استاتور. ۵٨ ۵-٢-٢.شکل :مدار مبدل ۶ سوئیچه با سه عدد مقاومت sense جریان. ۶٨ ۵-٢-٣.شکل :مقطع عرضی یک موتور رلوکتانس. ٨٧ ۵-٢-۴.شکل :پالسهای اعمال شده به یک فازﳕونه و جریان حاصله ٨٨ در ﳘان فاز. ۵-٢-۵.شکل :پالسهای اعمال شده به سه فاز و جریان حاصله در ٨٩ فازها. ۵-٢-۶.شکل :فاز A در حالت ﳘپوشانی کامل. ٩٢ ۵-٢-٧.شکل :فاز A در حالت عدم ﳘپوشانی کامل. ٩٢ ۵-٢-٨.شکل :پالسهای تشخیص و فرمان اعمال شده به یک فاز و ۴٩ جریاای حاصله. ۵-٢-٩.شکل :پالسهای تشخیص و فرمان اعمال شده به یک فاز و ۵٩ جریاای حاصله بعد از تقویت. ۵-٢-١٠.شکل :جریاای حاصل از پالسهای تشخیص هرسه فاز به ۵٩ صورت مالتی پلکس شده. ۵-٢-١١.شکل :پالسهای تشخیص وفرمان دو فاز متوالی. ۶٩ ۵-٣-١.شکل :ترتیب فرمان ها برای حرکت راست گرد یا چپ گرد. ٩٧ ۶-١.a-شکل :منحنی جریان فازها. ٩٩ ۶-١.b-شکل :منحنی گشتاور قبل از آنﱰل جریان. ٩٩ ۶-١.c-شکل :منحنی گشتاور باآنﱰل جریان. ٩٩ ۶-٢.شکل :منحنی گشتاور برحسب سرعت موتور. ١٠٠ ۶-٣.شکل :ارتباط میکرو با A/D و آنالوگ سوئیچ. ١٠٣ ۶-۴.شکل :مدار تغذیه رگوله شده برای درایور. ۴١٠ ٩
۶-۵.شکل :مدار تولید کننده PWM بر اساس سرعت.۵١٠
۶-۶.شکل :مدار مبدل۶ سوئیچه به ﳘراه مدار ﳏدود کننده جریان. ۶١٠
۶-٧.شکل :یک فاز از مدار مبدل به ﳘراه درایور MOSFET ها . ١٠٧
۶-٨.شکل :مدار راه انداز و مدار مبدل به ﳘراه موتور. ١٠٨
۶-٩.شکل :استاتور موتور ماشین لباسشویی.١٠٩
۶-١٠.شکل :روتور موتور ماشین لباسشویی.١٠٩
١٠
چکیده
ویژگیهای جذاب و مفید موتورهای رلوکتانس سوئیچی باعث افزایش میزان کاربرد آا در صنعت شده است که می توان به مواردی از قبیل هزینه پایین تولید، قابلیت کار در سرعت های ﳐتلف، راندمان بالا و دوام زیاد اشاره کرد. پیشرفت الکﱰونیک قدرت و رشد چشمگیر صنعت نیمه هادی تأثیر فراوانی بر طراحی و ساخت راه اندازهای موتورهای رلوکتانسی بر جای اده است. به این
صورت که با در دسﱰس قرار گرفﱳ مدارهای ﳎتمع ﳐتلف و کاهش
قیمت آا، این ادوات در ساخت راه اندازهای موتورهای رلوکتانسی مورد استفاده قرار گرفته و روز به روز باعث هوﴰندترشدن این راه اندازها گردیده اند.
به طورکلی دو روش برای راه اندازی موتورهای رلوکتانسی وجود
دارد :
١- روشهای مبتنی بر داشﱳ سنسور ٢- روشهای بدون سنسور روشهای بدون سنسور به علت حذف سنسورها و ﳘچنین اتصالات
مربوطه در صنعت دارای طرفداران بیشﱰی می باشد که از عمده ترین دلایل آن می توان به خراب شدن سنسورها به مرور زمان و نیاز به تنظیم سنسورها اشاره کرد. روشهای بدون سنسور به علت پیشرفت روزافزون علم الکﱰونیک و کنﱰل رشد چشمگیری پیدا کرده اند و با استفاده از مفاهیم ﳐتلف تنوع زیادی یافته اند. در فصل یک، ساختار موتورهای رلوکتانسی مورد بررسی قرار گرفته
است و در فصل دوم انواع مدارات مبدل ارائه شده و در فصل سوم راه اندازی با استفاده از سنسور گفته شده است و در فصل
چهارم رابطه ریاضی گشتاور مورد بررسی واقع شده و روش های عملی جهت کاهش ریپل گشتاور ارائه شده است و در فصل پنجم جزئیات روشی نوین در راه اندازی بدون سنسور موتورهای رلوکتانس سوئیچ شونده را بیان می کنیم.
١١
ﳘچنین در ضمائم، نقشه های ﴰاتیک سخت افزار و اطلاعات نرم افزاری مدار راه انداز آمده است.
١٢
مقدمه
با توجه به پیشرفت روز افزون صنایع نیمه هادی، موتورهای رلوکتانسی جایگاه ویژه ای در عرصه های ﳐتلف صنعت پیدا کرده اند. از ﲨله دلایل این امر می توان به مواردی از قبیل سادگی ساختمان این نوع موتورها، راندمان بالای آا نسبت به سایر موتورها و عدم نیاز به نگهداری اشاره کرد.
موتورهای رلوکتانسی بر خلاف اغلب موتورهای الکﱰیکی نیاز به یک سیستم راه انداز دارند، این سیستم راه- انداز به طور کلی به دو روش زیر قابل طراحی می باشد :
با استفاده از سنسور
بدون استفاده از سنسور
روشهای بدون سنسور به علت نداشﱳ سنسور و ﳘچنین اتصالات مربوطه در صنعت دارای طرفداران بیشﱰی می باشد که از عمده ترین دلایل آن می توان به توانایی کارکرد موتور در شرایط نامناسب ( از قبیل ﳏیطهای بسیار گرم و پر گرد و غبار ) و
عدم نیاز به تنظیم و نگهداری مداوم سنسور اشاره کرد.
روش ارائه شده مبتنی بر اعمال پالسهای شناسایی به موتور هم در مرحله ایستا و هم در مرحله چرخش می- باشد. عمده ترین مزایای این روش را نسبت به سایر روشهای مرسوم می توان در
موارد زیر ذکر کرد:
١- توانایی راه اندازی موتورهایی در گسﱰه توان چند ده وات
تا چندین کیلو وات.
٢- توانایی راه اندازی موتور با سطح ولتاژ ﳐتلف.
٣- این روش علاوه بر اینکه توانایی راه اندازی از حالت
ایستا با گشتاور زیاد را داراست، قادر است عملیات کنﱰل موتور را در سرعتهای ﳐتلف طبق تنظیمات اﳒام دهد.
۴- ریپل گشتاور به میزان قابل توجهی کاهش یافته است.
١٣
عملکرد موتور را طبق این روش می توان به مراحل زیر تقسیم
ﳕود :
١- مرحله تشخیص فاز مناسب در حالت ایستا.
در این مرحله با اعمال پالس شناسایی به هریک از فازها و ثبت نتایج حاصله و ﲢلیل آا مناسبﱰین فاز جهت دریافت اولین فرمان انتخاب می شود.
٢- مرحله اول چرخش با داشﱳ قابلیت تنظیم سرعت توسط PWM
در این مرحله الگوریتمی به صورت پیاپی و حلقه وار تکرار می شود تا موتور به میزان تعیین شده که می بایست در ابتدای کار تنظیم شود برسد.
١۴
فصل اول:
ساختمان موتورهای رلوآتانسی
١۵
١-١- مقدمه
راهاندازهای موتورهای رلوآتانسی سوئچ شونده، (SRM) برای آاربردهای صنعتی خواستگاه جدیدی میباشند. آلید فهمیدن هرماشینی فهمیدن گشتاور آن میباشد آه از اصول اولیه منتج میشود. عملکرد ماشین و خصوصیات برجسته آن از روابط گشتاور بدست می آیند. در این فصل ساختمان موتورهای رلوآتانسی را از نظر میگذرانیم، در دهه اخیر ﲢقیقات و مطالعات بر روی این دسته از موتورها بسیار افزایش یافته و به نتایج ارزندهای هم رسیده است بطور آه امروزه آا جزء ماشینهای الکﱰیکی مطرح در سطح جهان میباشند. از سال ١٩۶٩ یک موتور با رلوآتانس متغیر برای آاربردهای با سرعت متغیر ارائه شد آه منشأ آن به سال ١٨۴٢ برمیگردد، گرچه این ماشین جزء ماشینهای سنکرون میباشد اما خصوصیات جدیدی را دارد. ﳘانند موتورهای DC سیمپیچهایی بر روی استاتور این موتورها وجود دارد اما روتور آا هیچ مگنت یا سیمپیچ ندارد. روتور و استاتور قطبهای برجستهای دارند، این ماشین در شکل a)١-١) نشان داده شده است. و یک مدل تغییر یافته با دو دندانه در هر قطب نیز در شکل b)١-١)
آورده شده.
١۶

شکل (١-١) : (a) دو ﳕونه موتور رلوآتانسی با یک دندانه در هر قطب.
(b) ﳕونهای دیگر با دو دندانه در هر قطب
هرگاه قطبهای مقابل هم در استاتور ﲢریک شوند روتور (align)
ﳘردیف با آن میشود. در یک مدار مغناطیسی، عضو چرخشی (روتور)
میخواهد به موقعیتی برود آه آمﱰین رلوآتانس یا بیشﱰین اندوآتانس حاصل گردد.[16] وقتی دو قطب روتور ﳘراستا با دو قطب ﲢریک شده استاتور میشوند دو دسته دیگر از قطبهای روتور نسبت به دسته دیگری از قطبهای استاتور غیرهمراستا هستند، پس
١٧
این دو قطب استاتور ﲢریک میشوند تا قطبهای روتور را ﳘراستا
آنند، بهﳘین ترتیب با سوئیچ آردن متوالی جریان به داخل
سیمپیچهای قطبهای استاتور، روتور میچرخد، با حرآت روتور، توان و گشتاور ایجاد میشود.
این شامل سوئیچ آردن جریان در داخل سیمپیچهای استاتور است آه موجب رلوآتانس متغیر میشود، بنابراین یک چنین راهانداز موتور با سرعت متغیر بهعنوان راهانداز موتور رلوآتانسی سوئیچ شونده نامیده میشود.
١-٢- عملکرد اولیه موتور رلوآتانس
توجه آنید آه قطبهای r1 و r′1 از روتور و قطبهای C و C′ از استاتور با هم ﳘراستا هستند. اعمال یک جریان به فاز a با جهت نشان داده شده در شکل -a)٢-١) باعث ایجاد یک شار در قطبهای a و a′ از استاتور و قطبهای r2 و r′2 از روتور میگردد آه باعث آشیدن قطبهای r2 و r′2 از روتور به ﲰت قطبهای a و a′
از استاتور میشود. بهترتیب وقتی آه آا ﳘراستا هستند جریان فاز a قطع م یشود و موقعیت متناظر در شکل -b)٢-١) نشان داده شده است. حال فاز b ﲢریک میشود تا r1 و r′1 را در جهت عقربههای ساعت به ﲰت b و b′ بکشد، بطور مشابه ﲢریک فازC باعث ﳘراستا شدن C و C′ با r2 و r′2 میگردد، بنابر این با سه بار ﲢریک متوالی روتور °٩٠ میچرخد.[8]
١٨

شکل(٢-١) : ﳓوه عملکرد موتور رلوآتانس
١-٣- انواع موتورهای رلوآتانس متغیر
موتورهای رلوآتانس متغیر به دو دسته تقسیم میشوند:
الف) موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی دوگانه ب) موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی واحد[38]
در روتور هر دو نوع از موتورهای مذآور هیچگونه سیمپیچ یا مغناطیس دائم وجود ندارد و تنها منبع ﲢریک سیمپیچ استاتور میباشد. استاتور و روتور از مواد مغناطیسی با قابلیت نفوذپذیری مغناطیسی بالا ساخته میشوند در شکل (٣-١) (الف) و (ب) به ترتیب ﴰاهایی از یک موتور رلوآتانس با برجستگی دو گانه و دیگری با برجستگی واحد نشان داده شده است.[17]
١٩

شکل(٣-١) : (الف) ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی دوگانه
(ب) ﴰای موتور رلوآتانس با برجستگی واحد
١-۴- دسته بندی موتورهای رلوآتانسی از ﳊاظ ساختار
موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی دوگانه از ﳊاظ ساختاری
به سه دسته آلی تقسیم میشوند آه عبارتند از : ١- موتورهای استوانهای با قطب برجسته مضاعف ٢- موتورهای صفحهای ٣- موتورهای چند لایهای آه این تقسیمبندی بنا به شکل ظاهری موتورها صورت گرفته
است.[37] - موتورهای رلوآتانس سوئیچی استوانهای با قطب برجسته
مضاعف : این موتورها دارای قطبهای برجسته بر روی استاتور و روتور
میباشند و از اینرو به آن قطب برجسته مضاعف میگویند. ﳕای
ظاهری دو مدل از آا در شکل (١-١) آمده است. سیمپیچهای آن
بر روی استاتور بسته شده و هیچگونه سیمپیچی روی روتور آن
وجود ندارد، بسته به جایگاه و موقعیت روتور جریان را در
٢٠
سیمپیچهای استاتور وصل میﳕاییم. حال ﲤایل به فراهم آوردن مسیری آم رلوآتانس در مدار مغناطیسی روتور باعث ایجاد گشتاور میشود.
- موتورهای رلوآتانس سوئیچی صفحهای :
آاربرد موتورهای صفحهای آه با جریان مستقیم آار میآنند از
نوع دیگر آا بیشﱰ است. برای چنین موتورهایی روتورهای
صفحهای بکار گرفته شده آه در آا اندازه فیزیکی از عوامل اصلی ﳏسوب میشود. لفظ »روتور صفحهای« ﲞاطر شکل فیزیکی ساختار روتور آن میباشد. چنین موتورهایی میتوانند دارای قطر بسیار بزرگ ولی طول آوچک یا بالعکس باشند و در ﳏدوده ما بین آا نیز ساخته میشوند و لذا چنین سیستمی دارای تنوع بسیار گسﱰدهای در اندازه و شکل ظاهری میباشد و حتی میتوان آن را در مکانهایی آه از ﳊاظ فضا بسیار ﳏدود میباشند بکار برد .[13]
یک مدل بسیار ساده از این موتور در شکل (١-۴-١) آمده است. در این شکل یک روتور ضخیم آه در داخل قطبهای استاتور؛ جهت ایجاد
گشتاور بیشﱰ در حرآت است را ملاحظه میآنید. چنانچه ملاحظه میگردد ساختار این سیستم بسیار ساده است.[5]
٢١

شکل(١-۴-١) : موتور رلوآتانس از نوع روتور صفحهای
- موتورهای رلوآتانس سوئیچی چند لایه :
ﳕای ظاهری این موتور در شکل (٢-۴-١) نشان داده شده است.
ﳘانطور آه در شکل نشان داده شده است این موتور از چند لایه ﳎزای مستقل تشکیل شده است آه هرقسمت میتواند معرف یک فاز موتور بوده و القای متقابل بین سیمپیچ فازها به حداقل ﳑکن رسیده است. در این ساختار ﳏدودیت افزایش قطبهای استاتور به سبب آمبود فضای سیمبندی مرتفع گشته و امکان دسﱰسی به قطبهای بیشﱰ و به تبع آن گشتاور بالاتر در موتورهای با ابعاد آوچک میسر میگردد .[11]
از آﳒا آه مسیر شارهای هر فاز ﳎزا بوده، میتوان از روی شار جاری در هر فاز به موقعیت روتور آن نسبت به استاتور پی برد و به سهولت در حذف سنسورهای موقعیت گام برداشت.[33]
٢٢

شکل(٢-۴-١) : موتور رلوآتانس سوئیچی چند لایه
- موتورهای رلوآتانس متغیر با برجستگی واحد :
ﴰای آلی این موتورها در شکل (ب ٣-١) نشان داده شده است.
استاتور اینگونه موتورها مشابه موتورهای AC میباشد ولی روتور آا طوری ساخته شده آه گشتاور تولید شده از تغییرات رلوآتانس بوجود میآید.
١-۵- ایجاد گشتاور در یک موتور رلوآتانس سوئیچی (روابط و
نتایج)
آلید فهمیدن هر ماشینی فهمیدن گشتاور آن میباشد آه از
اصول اولیه منتج میشود. روابط گشتاور نیاز به یک رابطه بین شار یا اندوآتانس با موقعیت روتور دارد، به منظور اختصار
٢٣
برای بیان تئوری پایه فقط عملکرد غیراشباع مورد بررسی قرار میگیرد.
ﳘانطور آه در شکل (۵-١) نشان داده شده سیمپیچ دارای N دور میباشد و وقتی آه با یک جریان i ﲢریک میشود سیمپیچ شار φ را ایجاد میآند. با افزایش جریان ﲢریک آرمیچر به ﲰت یوک آه ثابت است حرآت میآند. برای دو مقدار فاصله هوایی x1 و x2 شار برحسب mmf رسم شده است بهطوری آه x1>x2 میباشد. منحنی شار برحسب mmf برای x1 خطی میباشد بهخاطر اینکه رلوآتانس فاصله هوایی غالب میباشد. این امر باعث آاهش شار در مدار مغناطیسی میشود، انرژی الکﱰیکی ورودی بهصورت زیر نوشته میشود.
we  ∫eidt ∫idt ddNtφ  ∫Nidφ ∫Fdφ

در اینجا e، emf القایی بوده و F ، mmf میباشد، این انرژی الکﱰیکی ورودی، we، مساوی با ﳎموع انرژی ذخیره شده در سیم پیچ، wf، و انرژی تبدیل شده به آار مکانیکی، wm، میباشد.
we = wf + wm
وقتی آار مکانیکیای اﳒام ﳕیشود، مانند ﳊظهای آه آرمیچر از موقعیت x1 شروع میآند، انرژی ذخیره شده در میدان مغناطیسی، برابر انرژی الکﱰیکی ورودی میباشد، این منطق با مساحت OBEO
در شکل (۵-١) میباشد متمم این انرژی ذخیره شده در میدان
مغناطیسی، coenergy نامیده میشود، با مساحت OBAO در شکل (۵-٢
) داده میشود، و بهصورت ریاضی با رابطه ∫φdF داده میشود،
بطور مشابه در موقعیت x2 برای آرمیچر، اثری ذخیره شده در
میدان مغناطیسی منطبق با مساحت OCDO بوده و coenergy با
مساحت OCAO داده میشود برای تغییرات افزایش داریم dwe = dwf + dwm
٢۴
برای یک ﲢریک ثابت F1 آه با نقطه آار A در شکل (۵-١) داده میشود، انرژیهای ﳐتلف بهصورت زیر بدست میآیند :
(BCDEB) مساحت dwe  ∫φφ12 F1dφ  F1 φ2 −φ1 =
(OBEO) مساحت- (OCDO) مساحت x  x = − dw f 2 x  x dw f  dw f 1 با استفاده از معادلات فوق، انرژی مکانیکی بهصورت زیر بدست میآید :
(OBCO) مساحت dwm =dwe = dwf =
آه این مساحت بین دو منحنی برای یک mmf داده شده میباشد، در مورد یک ماشین با حرآت دوار انرژی مکانیکی افزایشی برحسب گشتاور الکﱰومغناطیسی و تغییرات در موقیعت روتور بهصورت زیر نوشته میشود.
dwe = Tedθ
بنابراین گشتاور الکﱰومغناطیسی بهصورت زیر بدست میآید :
T  dwm
edθ

برای حالتی آه ﲢریک ثابت است (وقتی آه mmf ثابت میباشد)
آار مکانیکی اﳒام شده برابر نرخ تغییرات coenergy میباشد، w′f،
آه فقط متمم انرژی ذخیره شده در میدان میباشد، بنابراین آار
مکانیکی اﳒام شده بهصورت زیر نوشته میشود :
dwm = dw′f
بهطوری آه :
we′  ∫φdF  ∫φd (Ni)  ∫Nφdi ∫λ(θ,i)di ∫L(θ,i)idi
در اینجا، اندوآتانس، L، و اتصال شار، λ ، توابعی از
موقعیت روتور و جریان میباشند، این تغییرات در coenergy بین
دو موقعیت θ1 و θ2 روتور اتفاق میافتند.
٢۵
dw′f (i,θ)  dw′f  dw T  m i  cons tan t dθ dθ dθ e اگر اندوآتانس بهصورت خطی با موقعیت روتور تغییر آند آه
در عمل عموماً این گونه نیست[6]، گشتاور بهصورت زیر میتواند نوشته شود :
i2 . dL(θ,i)  T 2 dθ e در رابطه اخیر dL(θ,i) ثابت گشتاور نامیده شده و واحد آن dθ N.m
A2 میباشد، باید تأآید شود آه این یک ثابت نیست و مرتباً

تغییر میآند و این بیان میآند آه SRM یک مدار معادل برای شرایط آار دائمی ندارد.

شکل(۵-١) : (a) روتور با فاصله x از استاتور (b) منحنی شار برحسب mmf برای x1 و x2 آه x1>x2
٢۶
- از رابطهگشتاور میتوان نتایج زیر را بدست آورد
١- گشتاور با توان دوم جریان متناسب است، بنابراین جریان میتواند در یک جهت برقرار شود تا گشتاور در یک جهت ایجاد
شود. بنابراین فقط با یک سوئیچ میتوان جریان را در سیمپیچ برقرار ﳕود، این سبب آاهش تعداد سوئیچهای قدرت و آاهش هزینه میشود.
٢- ثابت گشتاور با شیب اندوآتانس برحسب موقعیت روتور داده میشود. اینطور فهمیدهاند آه اندوآتانس سیمپیچ استاتور تابعی
از موقعیت روتور و جریان میباشد و بنابراین آن را غیرخطی میسازد.
٣- بهخاطر تناسب گشتاور با توان دوم جریان، این خصوصیت شبیه موتورهای DC سری میباشد، بنابراین SRM دارای گشتاور
راهاندازی خوب میباشد.
۴- عملکرد ژنراتوری با برقراری جریان در یک جهت هنگامیآه
شیب اندوآتانس منفی است، امکانپذیر میباشد.
۵- تغییر جهت چرخش با تغییر ترتیب فرمان سیمپیچهای استاتور امکانپذیر میباشد آه این یک عمل ساده است.
۶- گشتاور و سرعت هر دو به وسیله مدار مبدل (Converter) آنﱰل میشوند.
٧- این ماشین یک مدار مبدل آنﱰل شونده نیاز دارد و با تغذیه سهفاز برقشهر بهطور مستقیم ﳕ یتواند آار آند.
٨- تزویج در بین سیمپیچهای استاتور بسیار آم بوده و در بسیاری از آاربردها قابل صرفنظر میباشد. بنابراین هر فاز از این موتور میتواند بطور مستقل از فازهای دیگر عمل آند.
٩- بهخاطر اینکه جریان فقط لازم است در یک جهت در سیمپیچها جاری شود، ﲤام مبدﳍای قدرت دارای یک سوئیچ بصورت سری با سیم پیچ هستند بنابراین هیچگاه خطای shoot-through رخ ﳕیدهد.
٢٧
١-۶- رابطه بین موقعیت روتور و اندوآتانس سیمپیچ استاتور
برای یک جریان ثابت، اندوآتانس برحسب موقعیت روتور در شکل (۶-١) نشان داده شده است. این منحنی با صرفنظر از اثرات لبهای و اشباع سیمپیچ ترسیم شده است.

شکل(۶-١) : (a) یک قطب از موتور رلوآتانس (b) منحنی اندوآتانس برحسب
موقعیت روتور
نواحی ﳐتلف بر روی شکل (۶-١) را بهصورت زیر میتوان ﲢلیل آرد.
١ - φ1 - و φ4 - φ5 فازهای استاتور و روتور هیچگونه ﳘپوشانی با ﳘدیگر ندارند و شار عبوری به وسیله مسیر فاصله هوایی تعیین میشود، بنابراین اندوآتانس مینیمم شده و مقداری
٢٨
تقریباً ثابت باقی میماند بنابراین، این ناحیه باعث ایجاد گشتاور ﳕیشود، اندوآتانس در این ناحیه، اندوآتانس غیرﳘراستا
Lu(unaligned) نامیده میشود.
٢φ1- φ2 - در این ناحیه قطبها با هم ﳘپوشانی پیدا آردهاند بنابراین شار بطور عمده از ﳌینیتهای استاتور و روتور عبور
میآند، با تغییر موقعیت روتور اندوآتانس افزایش مییابد و به آن یک شیب مثبت میدهد، جریان تزریق شده به داخل سیمپیچ در این ناحیه باعث ایجاد یک گشتاور مثبت میشود، این ناحیه با ﳘپوشانی آامل قطبهای استاتور و روتور خاﲤه پیدا میآند.
٣φ2- φ3 - در این ناحیه حرآت روتور باعث تغییر ﳘپوشانی آامل فاز استاتور و روتور ﳕیشود و بنابراین تغییری در مسیر شار آه اآنون از طریق ﳌینیتها میباشد ایجاد ﳕیشود و اندوآتانس در مقدار حداآثر خود ثابت باقی میماند. این
اندوآتانس، اندوآتانس حالت ﳘپوشانی آامل La(aligned) نامیده میشود، از آﳒا آه تغییری در اندوآتانس ایجاد ﳕیشود بنابراین گشتاور تولید شده در این ناحیه صفر میباشد، هر چند جریان جاری در سیمپیچ غیرصفر باشد با دانسﱳ این حقیقت، این زمان ﲠﱰین زمان برای خاموش آردن فاز میباشد زیرا جریان برگشتی ناشی از انرژی ذخیره شده در فاز استاتور باعث ایجاد گشتاور منفی ﳔواهد شد.
۴φ3- φ4 - در این ناحیه قطب روتور در حال دور شدن از موقعیت ﳘپوشانی آامل فاز استاتور و روتور میباشد. این ناحیه خیلی شبیه ناحیه φ1- φ2 میباشد اما در این ناحیه با افزایش موقیت روتور، اندوآتانس آاهش مییابد و باعث تولید یک شیب منفی میگردد، عملکرد موتور در این ناحیه باعث ایجاد گشتاور
منفی میگردد. به خاطر اشباع جریان عبوری از سیمپیچ، رسیدن به منحنی
ایدهآل شکل فوق امکانپذیر ﳕیباشد، اشباع جریان باعث ﲬیده
٢٩ شدن منحنی به ﲰت بالا میشود و شیب را آاهش میدهد، بنابراین ثابت گشتاور آاهش مییابد. پس اشباع جریان باعث آاهش یافﱳ گشتاور و توان خروجی میشود.[14]
١-٧- مدار معادل موتور رلوآتانسی
مدار معادل اولیه یک موتور رلوآتانسی با صرفنظر آردن از اثر تزویج بین سیمپیچها بصورت زیر خواهد بود. ولتاژ اعمال شده به سیمپیچی فاز برابر با ﳎموع افت ولتاژ مقاومتی و نرخ تغییرات شار عبوری میباشد.
dλ(θ,i) V  Rs i  dt RS مقاومت بر هر فاز بوده و λ شار عبوری میباشد.
λ = L(θ,i) i
dL(θ,i)  dθ i di RSiL(θ,i) dL(θ , i )i V  RS i  dθ dt dt dt dL(θ,i) iw  di i  L(θ,i) V  R dθ m dt S در رابطه اخیر میتوان بهجای dL(θ,i) iwm ، e ، یعنی emf القا dθ شده را جایگذاری آرد. dL(θ,i) و dL(θ,i) Kb  Kbwmi e  iwm dθ dθ V  RS i  L(θ,i) dtdi  e

٣٠

شکل(١-٧-١) : مدار معادل موتور رلوآتانسی
با فرض ثابت بودن جریان در یک پریود داریم :
dL V  R i iw m dθ S V i  dL ( w (R m dθ S معادله اخیر بیانگر آن است آه جریان با سرعت نسبت عکس دارد و چون گشتاور با ﳎذور جریان نسبت دارد بنابراین گشتاور با ﳎذور سرعت نسبت عکس خواهد داشت.
Tα 1

w2m
این مطلب رفتار گشتاور سرعت یک موتور DC سری را تداعی میآند.[10]
٣١

شکل(٢-٧-١) : منحنی گشتاور ـ سرعت یک موتور رلوآتانسی ﳕونه
در موتورهای رلوآتانسی آه حرآت ابتدایی را خود آغاز
میآنند، تیغههای روتور باید با تیغههای استاتور مربوط به خودش ﳘپوشانی داشته باشد. تا در هر موقعیتی بر روی روتور آن گشتاور وجود داشته باشد.
ترآیبات ﳐتلف از تعداد قطبها (Nr , Ns) آه بهترتیب قطبهای
استاتور و روتور میباشند. ذیلا آورده شده است. 4 Nr = 6 Ns = برای موتور 3 فازه
6 = Nr 8 Ns = برای موتور 4 فازه
4 = Nr Ns = 10 برای موتور 5 فازه
البته ترآیبات دیگری نیز وجود دارد و تفاوت آا در این
است آه در برخی از جایگاههای روتور ﳑکن است گشتاوری تولید نگردد.[9]
٣٢
فصل دوم:
مدارات راه انداز (DRIVER)
٣٣
٢-١- پیکربندی مدارات مبدل
در موتورهای رلوآتانسی، تزویج بسیار ناچیز است، این امر سبب عدم وابستگی به دیگر فازها در آنﱰل هر فاز و تولید گشتاور میشود. درحالیآه این خصوصیت یک برتری ﳏسوب میشود، نداشﱳ تزویچ نیاز به عملکرد درست با انرژی مغناطیسی ذخیره شده دارد. در هنگام خاموش شدن فاز باید مسیری برای ﲣلیه انرژی ذخیره شده بوجود آورد، در غیراینصورت این انرژی سبب ایجاد ولتاژ بیش از حد خواهد شد و به سوئیچهای نیمه هادی صدمه خواهد رساند. این انرژی میتواند بهصورت آزاد بهحرآت درآید، ﲞشی از آن به انرژی الکﱰیکی/ مکانیکی تبدیل شده و ﲞشی دیگر از آن در سیمپیچهای ماشین تلف میشود[15]، روش دیگر بازگرداندن آن بر روی منبع ولتاژ DC میباشد.
دستهبندی مدارات مبدل بهصورت q ، q+1 ، 1. 5 q و 2 q سوئیچ در هر فاز و مبدل قدرت دو مرحلهای است آه q تعداد فازهای ماشین میباشد.[20]
این دستهبندی در شکل (١-٢) نشان داده شده است.

شکل(١-٢) : دستهبندی مدارات مبدل
٣۴
٢-٢- مبدل پل نامتقارن شکل -a)٢-٢) مبدل پل نامتقارن را با درنظر گرفﱳ یک فاز
SRM نشان میدهد.[3] بقیه فازها نیز بهطور مشابه متصل
میشوند. با روشن شدن ترانزیستورهای T1و T2 جریان در فاز A
برقرار میشود، اگر جریان بالاتر از حد تعیین شده برسد، T1و T2
خاموش میشوند. انرژی ذخیره شده در سیمپیچ فاز A موتور جریان را در ﳘان جهت حفظ میآند تا اینکه ﲣلیه شود، بنابراین دیودهای D1و D2 بهصورت مستقیک بایاس شده و باعث شارژ شدن دوباره منبع میشوند، این امر سبب آاهش سریع جریان و رسیدن
آن به زیر حد تعیین شده میشود این عملکرد با شکل موجهای شکل
-b)٢-٢) تشریح شده است. باید توجه داشت آه یک جریان با اندازه IP در هنگام عملکرد موتوری آه شیب اندوآتانس مثبت است مورد نیاز میباشد. در اینجا جریان فاز A ، ia، بهوسیله یک فیدبک جریان و مقایسه با ia ، در حدود ia حفظ میشود، ∆i
میزان اختلاف با جریان تعیین شده میباشد.

شکل(-a٢-٢) : مبدل پل نامتقارن
٣۵

شکل(-b٢-٢) : شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش اول
وقتی اختلاف جریان ia و ia به اندازه -∆i شود، ترانزیستورهای
T1 و T2 بطور ﳘزمان خاموش میشوند در این هنگام دیودهای D1 و
D2 باعث هدایت جریان به منبع ولتاژ DC میشوند، توجه آنید آه
ولتاژ فاز A در این ﳊظه منفی و به اندازه منبع ، Vdc،
میباشد، روش آنﱰلی فوق (روش١) از آﳒا آه ریپلهای بیشﱰی به خازن تغذیه اعمال میآند باعث آوتاه شدن عمر این خازن و
افزایش تلفات سوئیچینگ در ترانزیستورهای قدرت میشود. برای
ﲠﱰ شدن این مسأله میتوان از روش سوئیچینگ متناوب استفاده
آرد.[4] انرژی ذخیره شده در فاز A میتواند بهطور مؤثر در داخل
خودش استفاده شود، این آار با خاموش آردن T2 به تنهایی (روش
٣۶
دوم) امکانپذیر است. در این مورد جریان در داخل T1 و فاز A
و D1 جاری میشود، اگر از افت ولتاژ بر روی ترانزیستورو دیود صرفنظر آنیم، ولتاژ بر روی فاز A صفر خواهد شد. شکل ( -C٢-٢ ) در این روش (روش دوم) نسبت به روش اول زمان بیشﱰی طول میآشد تا جریان از IP + ∆I به IP-∆I برسد. این امر سبب آاهش فرآانس سوئیچینگ و بنابراین آاهش تلفات سوئیچینگ خواهد شد.
در روش دوم وقتی فاز میخواهد آاملا خاموش شود یعنی وقتی ia
صفر است، آنگاه T1 و T2 ﳘزمان خاموش میشوند در این فاصله ولتاژ دو سر سیمپیچ -Vdc خواهد شد و ﳘچنین D1 و D2 هدایت میآنند تا اینکه ia صفر شود، ولتاژ روی T2 در حین خاموشی و هنگامیآه T1 روشن است، مساوی ولتاژ منبع، Vdc ، میباشد بنابراین ولتاژ ترانزیستورها و دیودها باید در حدود ولتاژ منبع تغذیه باشد. در روش دوم جریان برگشتی فازها دیرتر از روش اول صفر میشود ﳘچنین در روش دوم انرژی ذخیره شده به انرژی مکانیکی مفید تبدیل میشود، این روش برای آنﱰل جریان استفاده میشود ولی هنگامی آه جریان باید سریعاً خاموش شود، دشارژ در داخل منبع مفید خواهد بود، یعنی زمانی آه شیب اندوآتانس صفر میشود و بعد از آن منفی خواهد شد، در این زمان دیرتر خاموش شدن فاز باعث ایجاد گشتاور منفی و از دست رفﱳ انرژی خواهد شد.
توجه آنید آه این مدار مبدل به ازای هر فاز دو ترانزیستور و دو دیود نیاز دارد.
٣٧

شکل(-c٢-٢) : شکل موجهای مبدل پل نامتقارن ـ روش دوم
ﲠرهبرداری از ادوات قدرت در مبدل نامتقارن ضعیف میباشد.
میتوان زماای سوئیچ آا را افزایش داد. این آار با آاهش
تعداد ترانزیستورهای قدرت و استفاده از SCR ﳑکن خواهد شد.[7]
ﳘانطور آه در شکل -d)٢-٢) دیده میشود تعداد فازها باید
زوج باشد. SCR ها برای هدایت جریان به فاز مناسب استفاده
میشوند و برای آنﱰل استفاده ﳕیشوند. با این وجود استفاده از
SCR نیاز به مدارات جانبی داشته آه باعث افزایش تعداد
قطعات، هزینه و ابعاد مدار راهانداز خواهد شد.
تعداد دیودها به یکعدد در هر فاز تقلیل یافته است. باید توجه داشت آه فازهای غیرمتوالی در یک گروه با هم قرار میگیرند و با یک دسته از ترانزیستورها ﲢریک میشوند. این آار
٣٨
سبب میشود آه یک فاز بتواند در موقع لزوم به سرعت خاموش شود و جریانش به صفر برسد. برای ﲢریک فاز A، ترانزیستورهای T1 و
T2 و تریستور S1 روشن میشوند، اگر جریان به مقدار تعیین شده برسد T1 خاموش میشود و جریان از طریق فاز A و ترانزیستور T2
S1 و D2 برقرار میشود، در این هنگام ولتاژ دو سر فاز A در
صورت ایدهآل در نظر گرفﱳ قطعات صفر خواهد بود در این روش انرژی ذخیره شده در اندوآتانس ماشین به انرژی مکانیکی تبدیل شده و جریان فاز آاهش مییابد، هنگامیآه جریان فاز باید آاملا خاموش شود. T1 و T2 ﳘزمان خاموش میشوند آه باعث روشن شدن D1
D2 میشود، در این هنگام ولتاژ در دو سر سیمپیچ فاز -Vdc
خواهد شد. ﲞشی از انرژی به منبع بازگشته و ﲞشی دیگر از آن
به انرژی مکانیکی تبدیل خواهد شد به این ترتیب جریان فاز به
سرعت به صفر میرسد. تریستور S2 مانع از گردش جریان فاز A از طریق فاز C میشود.

شکل(-d٢-٢) : استفاده از SCR و آاهش تعداد ترانزیستورهادرمبدل پل
نامتقارن
٣٩
٢-٣- مبدﳍای یک سوئیچ در هر فاز
مبدﳍای یک سوئیچ در هر فاز بهخاطر آوچک بودن ابعاد مبدل و ﳘچنین آاهش قیمت ساخت آا جذاب هستند این مبدﳍا دارای اشکال عدم توانایی اعمال ولتاژ صفر در دو سر سیمپیچ هستند، این ﳏدودیت سبب افزایش مبادله انرژی بین ماشین و منبع ولتاژ dc
میشود آه خود موجب تلفات بیشﱰ و آاهش بازده میشود ﳘچنین نویز صوتی افزایش مییابد.[35]
٢-۴- مبدل R-Dump
شکل (۴-٢) یک مبدل با یک سوئیچ و یک دیود در هر فاز را
نشان میدهد، وقتی T1 خاموش میشود جریان آزادانه از طریق
دیود D2 عبور میآند و خازن CS را شارژ میآند پس از مقاومت
خارجی R عبور میآند. این مقاومت مقداری از انرژی ذخیره شده
در فاز A را مصرف میآند آه باعث مشکل دیر ﲣلیه شدن سیمپیچ
میشود. علاوه براین اتلاف انرژی در مقاومت باعث آاهش بازده
میشود. ولتاژ بر روی T1 در هنگامیآه خاموش میشود برابر Vdc +
IaR میباشد. مقدار R هم میزان تلفات را تعیین میآند هم میزان ولتاژ حداآثر را آه ترانزیستور باید ﲢمل آند. اگر R آوچک باشد جریان فاز دیرتر خاموش شده و ﳑکن است در ناحیهای آه اندوآتانس دارای شیب منفی است سیمپیچ ﳘچنان جریان داشته و هنوز ﲣلیه نشده باشد. این امر سبب ایجاد گشتاور منفی و آاهش گشتاور موتوری میشود. اگر R بزرگ باشد آنگاه افت ولتاژ روی ترانزیستورها بزرگ بوده و ترانزیستوری آه ﲢمل ولتاژ بالاتری داشته باشد نیاز است.[18]
۴٠

شکل(۴-٢) : (a) توپولوژی R-Dump
(b) شکل موجهای توپولوژی R-Dump
٢-۵- مبدل Bifilar
در شکل (۵-٢) یک مبدل با یک ترانزیستور فاز دیده میشود اما انرژی ذخیره شده در برمیگردد. اینآار با استفاده از یک سیمپیچ

ویک دیود در هر فاز به منبع dc bifilar (دو رشتهای)
۴١
با پلاریته نشان داده شده در شکل امکانپذیر میباشد. وقتی ترانزیستور T1 خاموش میشود emf القا شده در سیمپیچ دارای
پلاریتهای است آه دیود D1 را روشن میآند. این باعث ﲣلیه
جریان از طریق D1 میشود و انرژی به منبع باز میگردد.
هنگامیآه ترانزیستور خاموش میشود ولتاژ بر روی سیمپیچ bifilar
ثانویه برابر ولتاژ منبع dc میباشد ولتاژ بر روی سیمپیچ
اصلی بستگی به نسبت دور سیمپیچها دارد. با در نظر گرفﱳ نسبت دور a بین سیمپیچ اصلی سری با ترانزیستور و سیمپیچ bifilar
ثانویه، ولتاژ بر روی ترانزیستور برابر خواهد بود با:
vT1 = vdc + avdc = (1+a) vdc
این نشان میدهد آه ولتاژ بر روی T1 میتواند خیلی بزرگﱰ از ولتاژ منبع باشد. ﳘچنین نیاز به یک سیمپیچ ثانویه باعث ایجاد ﳏدودیت در فضای سیمبندی برای سیمپیچ اصلی شده و اقتصادی ﳕیباشد.[19]

شکل(-a۵-٢) : مبدل Bifilar
۴٢

شکل -b)۵-٢) : شکل موجهای مبدل Bifilar
٢-۶- مبدل با منبع تغذیه dc دو نیمهای
مبدل با منبع تغذیه dc دو نیمهای برای هر فاز یک سوئیچ
داشته و به این صورت آار میآند آه فاز A با روشن شدن T1
ﲢریک میشود. جریان در ترانزیستور T1، فاز A و خازن C1
برقرار میشود. وقتی ترانزیستور T1 خاموش میشود جریان با
حرآت از مسیر فاز A و خازن C2 و دیود D2 ادامه مییابد. در
این عمل خازن C2 شارژ شده و بنابراین انرژی ذخیره در فاز A
بهسرعت ﲣلیه میشود مشابه این عمل برای فاز B اتفاق میافتد،
۴٣
است و 0.5 vdc
عملکرد این مدار برای فاز A در شکل -b)۶-٢) نشان داده شده
است. وقتی T1 روشن است ولتاژ در دو سر فاز A برابر vdc 2
خواهد بود و وقتی T1 خاموش میشود ولتاژ دو سرفاز A برابر
−vdc 2 خواهد شد.[24] ولتاژ بر روی ترانزیستور T1 وقتی آه روشن
است قابل صرفنظر میباشد و وقتی خاموش میشود برابرvdc
وقتی آه جریان سیمپیچ به صفر میرسد ولتاژ T1 برابر
خواهد شد. برخی از اشکالات این درایو این است آه فقط نصف
ولتاژ تغذیه برای ﲢریک فاز استفاده میشود. برای تعادل بار
بر روی خازای تغذیه باید تعداد فازهای ماشین زوج باشد.
شکل(-a۶-٢) : مبدل، منبع تغذیه dc دو نیمهای
۴۴

شکل(-b ۶-٢) : شکل موجهای مبدل با منبع تغذیه دو نیمهای
٢-٧- مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود
در شکل -a)٧-٢) یک مبدل با یک سوئیچ در هر فاز نشان داده شده است، توجه آنید آه دیودهای هرزگرد D1 و D2 و D3 و D4
دیودهای سریع هستند و دیودهایD5 و D6 و D7 و D8 دیودهای با سرعت روشن شدن پایین هستند. با روشن شدن ترانزیستورهای T1 و
T4 فاز A ﲢریک میشود وقتی جریان به میزان تعیین شده رسید ترانزیستورهای T1 و T2 خاموش میشوند. این آار سبب روشن شدن دیودهای D1 و D4 شده تا جریان را برقرار سازند، در این حین ولتاژ بر روی فاز A برابر -vdc خواهد شد آه نشان دهنده
۴۵
انتقال انرژی از سیمپیچ به منبع ولتاژ DC میباشد. ﳘانطور آه در شکل -b)٧-٢) دیده میشود این آار سبب صفر شدن سریع جریان
فاز A میشود (روش اول) در روش دوم آه سوئیچها ﳘزمان خاموش
ﳕیشوند. در این حالت T4 روشن بوده و T1 خاموش میشود و برای
سیکل بعدی T1 روشن بوده و T4 خاموش میشود تا جریان rms
سوئیچها آاهش یابد. این عملکرد در شکل -c)٧-٢) نشان داده
شده است برای ﲢریک فاز B باید ترانزیستورهای T1 و T2 با هم عمل آنند.[27]

شکل(-a٧-٢) : مبدل با q ترانزیستور و 2q دیود
۴۶

شکل(-b٧-٢) : شکل موجهای مدار فوق با روش اول
۴٧

شکل(-c٧-٢) : شکل موجهای مدار فوق با روش دوم
٢-٨- مبدل با (١(q+ سوئیچ و دیود
یک آرایش (١(q+ سوئیچ در شکل (١-٨-٢) نشان داده شده است، برای اینکه فاز A ﲢریک شود، T1 و T2 باید روشن شوند آه باعث اعمال ولتاژ منبع به دو سر سیم پیچ میشود. وقتی جریان ia به حد تعیین شده میرسد یک روش این است آه T1 یا T2 خاموش شوند، در این صورت جریان از طریق T1 و D2 یا T2 و D1 برقرار شده و ولتاژ در دو سر فاز صفر میشود، روش دیگر این است آه T1 و T2
ﳘزمان خاموش بشوند و ولتاژ دو سر سیمپیچ -vdc شود و جریان آاهش یابد، برای خاموش آردن فاز A و آاهش سریع جریان در آن
۴٨
روش دوم انتخاب میشود. بطور مشابه برای فاز B،
ترانزیستورهای T2و T3 و دیودهای D2 و D3 استفاده میشوند و برای فاز C ترانزیستورهای T3 و T4 و دیودهای D3 و D4 استفاده
میشوند، ترانزیستورهای T2 و T3 و دیودهای D2و D3 بهصورت مشﱰ
ک استفاده میشوند این امر نهتنها باعث افزایش جریان عبوری
از آا میشود بلکه در آنﱰل مستقل فازها نیز ﳏدودیت ایجاد
میآند. بهعنوان مثال اجازه دهید فاز A خاموش شده و فاز B
ﲢریک شود، در این حال T1 باید خاموش شود و T2 و T3 روشن شوند، این امر سبب میشود آه ولتاژ روی فاز A صفر شود، در صورتی آه مطلوب ما -vdc میباشد. این امر سبب دیرتر خاموش شدن فاز A
شده و حتی ﳑکن است باعث ایجاد گشتاور منفی و آاهش گشتاور موتوری شود.[21]

شکل (١-٨-٢) : مبدل با (١(q+ سوئیچ در هر فاز
ﲠبود یافته مدار فوق با دیودهای اضافه و q
شکل (٢-٨-٢) نشان داده شده است. این مدار میباشد، نیمی از آا (دیودهای Da و Db و Dc

ترانزیستور در دارای 2q دیود و (Dd جریان را
۴٩
به فاز مناسب هدایت میآنند و بنابراین میتوانند دیودهای با سرعت آم باشند. فقط ماشینهایی با تعداد فاز زوج میتوانند از فواید این درایو ﲠرهمند شوند. [25]

شکل(٢-٨-٢) : ﲠبود یافته مدار(١(q+ ترانزیستوری
٢-٩- مبدل C-Dump مبدل C-Dump با مدار بازیافت انرژی در شکل (٩-٢) نشان
داده شده است. ﲞشی از انرژی مغاطیسی ذخیره شده در فاز به
خازن Cd منتقل شده و از آن از طریق Tr و Lr و Dr بازیابی شده
به منبع ولتاژ DC ورودی منتقل میشود. فرض آنید آه
ترانزیستور T1 روشن شود تا فاز A ﲢریک گردد و هنگامیآه
جریان فاز A به میزان تعیین شده میرسد، T1 خاموش میشود،
اینآار باعث روشن شدن دیود D1 میشود و جریان از طریق خازن
Cd بسته میشود آه باعث افزایش ولتاژ روی آن میشود. در نتیجه جریان فاز A آاهش مییابد، وقتی آه جریان به اندازه ∆i از
میزان تعیین شده آمﱰ شد، T1 روشن میشود تا جریان به مقدار
تعیین شده نزدیک شود. وقتیآه جریان باید آاملا در فاز A
۵٠
خاموش شود، T1 خاموش میشود و مقداری از انرژی ذخیره شده در فاز A در خازن Cd ذخیره میشود و ﲞشی از آن به انرژی مکانیکی
تبدیل میشود. این مبدل حداقل تعداد سوئیچ را داشته و ﳘچنین
جریان در آن بطور مستقل از فازهای دیگر آنﱰل میشود. اشکال
اصلی این مبدل این است آه سرعت خاموش شدن فاز به اختلاف
ولتاژ تغذیه ورودی، vdc، و ولتاژ vo روی Cd بستگی دارد، سریعﱰ خاموش شدن جریان نیازمند vo بزرگﱰ است آه باعث افزایش میزان ولتاژی خواهد شد آه ادوات قدرت باید ﲢمل آنند. ﳘچنین تبادل انرژی بین Cd و منبع تغذیه dc ورودی باعث تلفات اضافی شده و بازده ماشین را پایین میآورد. مدار باز یافت انرژی فقط هنگامیعمل میآند آه یکی از ترانزیستورهای T1، T2 ، T3 یا T4
روشن باشند تا از جریان هرز گرد فازها جلوگیری شود. Tr
زمانیآه ترانزیستورهای T1 تا T4 ﳘگی خاموش هستند خاموش می شود.[2]

۵١

شکل(٩-٢) : (a) مدار مبدل C-Dump
(b) شکل موجهای مبدل C-Dump
٢-١٠- مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد
مبدل SRM به روش C-Dump توانایی ایجاد ولتاژ صفر ولت را
بر روی فازها نداشت، این امر سبب افزایش نویز صوتی در این
موتورها میشود. ﳘچنین فازهای ماشین هم با ولتاژ منبع dc و
هم با اختلاف ولتاژ بین منبع dc و خازن C-dump مواجه میشدند یعنی یک ولتاژ با تغییرات بسیار زیاد، تقریباً دو برابر ولتاژ منبع dc، این موضع باعث تلفات بیشﱰ میشود، ﳘه این مسائل با اضافه آردن یک ترانزیستور و ایجاد جریان هرزگرد به ﳘراه دیود DS برای بازیافت انرژی ذخیره شده در خازن C-Dump
۵٢
برطرف می شوند. شکل (١-١٠-٢) در این آرایش Lr حذف شده است.
برای ﲢریک فاز A، ترانزیستور T1 روشن می شود. مرحله ١، وقتی جریان فاز به میزان تعیین شده میرسد T1 خاموش شده و Tf روشن میشود، مرحله ٢، زمانی شروع میشود آه ولتاژ Cd به ولتاژ منبع dc میرسد، در این هنگام Tf روشن شده و جریان در فاز
ترانزیستور Tf و دیود D1 برقرار میشود (در این هنگام ولتاژ
دو سر سیمپیچ صفر است). وقتی جریان فاز باید خاموش شود T1
خاموش شده و Tf روشن ﳕیشود، در نتیجه ﲞشی از انرژی به خازن
Cd منتقل میشود و ﲞشی دیگر به انرژی مکانیکی تبدیل میشود، این مرحله ٣ است، و در این مرحله ولتاژ دو سر فاز ماشین برابر (vd-vo) خواهد شد.
مرحله ۴ زمانی آغاز میشود آه فاز آاملا خاموش شده است و انرژی داخل Cd میتواند برای ﲢریک فاز B یا فاز C استفاده شود، در این مرحله دیود DS خاموش شده و اجازه میدهد آه ولتاژ Cd به فاز دارای جریان منتقل شود در ﲤامی این مراحل آنﱰل مستقل جریان فازها امکانپذیر میباشد. فقط هنگامیآه جریان فازها با هم ﳘپوشانی دارند روشن آردن Tf باعث دیرتر خاموش شدن فاز درحال خاموش شدن خواهد شد. شکل موج عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها در شکل (٢-١٠-٢) نشان داده شده است.[34]
۵٣

شکل (١-١٠-٢) : مبدل C-Dump با قابلیت جریان هرزگرد

شکل (٢-١٠-٢) : عملکرد مدار بدون ﳘپوشانی جریان فازها
۵۴
٢-١١- مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک
شکل (١١-٢) یک مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک برای فازها را نشان میدهد، T1 قسمت بالای فازها را از منبع dc جدا میآند تا انرژی بتواند به خازن C1 منتقل شود، در غیر اینصورت جریان بهصورت هرزگرد در داخل فاز و دیود جاری خواهد شد، وقتی ﲞواهیم فاز A ﲢریک شود، ترانزیستورهای T1 و T3 روشن میشوند، هنگامیآه جریان به میزان تعیین شده رسید ترانزیستور T1 و T2
ﳘزمان یا به تنهایی خاموش خواهند شد. اشکال این مبدل عدم توانایی آنﱰل جریان بهصورت مستقل در هنگامیآه جریاا با هم ﳘپوشانی دارند میباشد، هنگامیآه فاز A در حال خاموش شدن است اگر فاز B یا C روشن شود جریان در فاز A بهصورت هرزگرد خواهد شد و ﲣلیه آن طولانیتر میشود.[39]

شکل (١١-٢) : (a) مبدل با یک ترانزیستور مشﱰک
(b) عملکرد مدار
۵۵
٢-١٢- مبدل با حداقل تعداد سوئیچ و تغذیه ورودی متغیر
دو ﳕونه مبدل با (١(q+ ترانزیستور بررسی شدند، با وجود
ﳏدودیتهایی آه داشتند بهخاطر سادگی توپولوژی و خصوصیات
آنﱰلی جالب از آا استفاده میشود. این نوع مبدﳍا ﳘان ولتاژ منبع را به ادوات نیمه هادی اعمال میآنند اما توانایی آنﱰل جریان فازها را هنگامیآه جریاا با هم ﳘپوشانی دارند (وقتی یک فاز در حال خاموش شدن است فاز دیگر ﲞواهد روشن شود)
ندارند. نوع C-dump مشکل آنﱰل جریان بهصورت مستقل را حل
آرده اما ادوات نیمههادی باید ولتاژ بزرگﱰی را ﲢمل آنند،
ﳘچنین در مبدل C-dump گردش انرژی بیشﱰ است و تلفات بالاتر
میباشد. اشکالات فوق استفاده از این مبدﳍا را در عمل ﳏدود آرده است.
مبدل نشان داده شده در شکل (١٢-٢) با ﳘان تعداد ترانزیستور دیگر مشکل آنﱰل مستقل جریان فازها را ندارد.
ترانزیستور TC، دیود DC، سلف LC و خازن CC مدار آاهنده ولتاژ
DC ورودی را تشکیل میدهند. این مدار ولتاژ vdc ورودی را به vi
آاهش میدهد تا اینکه ولتاژ مورد نظر به سیمپیچ ماشین اعمل شود. با آاهش ولتاژ vi دیگر نیاز به سوئیچینگ ترانزیستورهای قدرت فازها ﳕیباشد و فقط یک بار برای اعمال ولتاژ به فاز روشن شده و یک بار هم برای خاموش شدن جریان، خاموش میشوند.
در نتیجه تلفات ناشی از سوئیچینگ ترانزیستورهای فازها و تلفات هسته به حداقل میرسد. ﳘچنین این مبدل خاموش شدن سریع فازها را درحالیآه حداآثر ولتاژ روی ادوات نیمههادی برابر ولتاژ DC تغذیه است فراهم میآند، درست برخلاف مبدل [28]C-dump
.
۵۶

شکل (١٢-٢) : مبدل با حداقل تعداد ترانزیستور و تغذیه ورودی متغیر
٢-١٣- مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost
در شکل(١٣-٢) یک مبدل با ولتاژ DC ورودی متغیر و با چهار عدد ترانزیستور و دیود نشان داده شده است. به ازای هر فاز ماشین فقط یک عدد ترانزیستور وجود دارد، این ترانزیستور با سیمپیچ فاز بصورت سری قرار گرفته و از خطای shoot-through
جلوگیری میآند. ترانزیستور TC، دیود DC، سلفL و خازن خروجی
C طبقه خروجی مبدل Buck-Boost را تشکیل میدهند. ولتاژ DC
ورودی به ماشین، Vi، میتواند از صفر تا دو برابر ولتاژvdc
تغییر آند تا ولتاژ مورد نظر را به سیمپیچهای ماشین اعمال
آند. بنابراین خاموش شدن سریع فازها با ولتاژ vdc ثابت امکانپذیر است، با روشن شدن ترانزیستور v1 ولتاژ vi به فاز A
اعمال شده و باعث ﲢریک این فاز میشود. وقتی T1 خاموش میشود صرفنظر از خاموش یا روشن بودن ترانزیستور TC، جریان از مسیر
D1 و منبع ولتاژ vdc و سیمپیچ فاز A جاری میشود، انرژی
ذخیره شده در خازن C در زمانی آه ترانزیستور TC خاموش است
میتواند به فازی آه قرار است روشن شود انتقال یابد، به ﳘین
۵٧
دلیل آنﱰل مستقل فازها در این توپولوژی امکانپذیر است.
برتری این مبدل نسبت به مبدلی آه طبقه خروجی آن بصورت Buck
آار میآند این است آه ولتاژ خروجی آه به فازها اعمال میشود میتواند بیشﱰ از vdc شود تا افزایش جریان در سیمپیچ در حال
روشن شدن سریعﱰ صورت پذیرد، این برتریها در این مدار مبدل
بهﳘراه افزایش ولتاژی است آه سوئیچ مدار مبدل ولتاژ باید
ﲢمل آند، این ولتاژ برابر ولتاژ dc ورودی به اضافه ولتاژ
خروجی مدار مبدل dc به dc میباشد و با فرض اینکه ولتاژ خروجی مبدل dc به dc دو برابر ولتاژ dc ورودی است. ولتاژی آه این ترانزیستور باید ﲢمل آند سه برابر ولتاژ dc ورودی میباشد، حتی برای حالتی آه ولتاژ خروجی مدار مبدل آوچکﱰ از ولتاژ ورودی است، میزان ولتاژی آه این ترانزیستور باید ﲢمل آند نسبت به مبدل Buck بیشﱰ میباشد.[39]

شکل (١٣-٢) : مبدل با ولتاژ DC متغیر و توپولوژی Buck-Boost
۵٨
٢-۴١- مبدل با (1. 5 q) سوئیچ و دیود
این مبدل در شکل (١۴-٢) نشان داده شده، آه آمﱰ از دو
سوئیچ برای هر فاز نیاز دارد و به ازای دو فاز سه عدد سوئیچ دارد، علاوه بر این در صورتی آه تعداد فازهای ماشین زوج باشد و بصورت غیرمتوالی در یک گروه قرار گرفته باشند امکان آنﱰل مستقل جریان فازها وجود دارد. در این مبدل سوئیچهای T5 و T6
هریک باید جریان دو فاز را از خود عبور بدهند بنابراین
میزان جریانی آه باید ﲢمل آنند نسبت به ترانزیستورهای T1 و
T2 و T3 و T4 بیشﱰ است، شکل موجهای مربوط به این مبدل در
هنگام آار در شکل -b)١۴-٢) نشان داده شده.[39]

شکل (١۴-٢) : (a) مبدل با (1.5q) سوئیچ
(b) عملکرد مدار
۵٩
٢-۵١- مبدل دو مرحلهای
آرایشی آه توانایی انتقال انرژی را بهصورت مستقیم از
سیمپیچهای فاز به منبع ولتاژ ac داشته باشد در شکل (١۵-٢)
نشان داده شده آه دو مرحله تبدیل ولتاژ در آن صورت میگیرد،
طبقه اول شامل یک مبدل آنﱰل شونده با شش عدد ترانزیستور و
شش عدد دیود است آه ورودی سه فاز 60 HZ را به خروجی ac تکفاز
و با فرآانس متغیر ارتباط میدهد، طبقه بعدی یک طبقه قدرت
بوده آه به وسیله آن هر فاز ﲢریک میشود بیشﱰ مدارات
راهانداز موتور رلوآتانس سوئیچ شونده به جز آا آه تغذیه
ورودیشان را باطری تشکیل میدهد ﳕیتوانند انرژی را مستقیماً
از ماشین به منبع ورودی منتقل آنند، این امر بهخاطر وجود یکسوسازهای دیودی و ﳏدودیت جریانی در خازای الکﱰولیتی میباشد. بنابراین فقط ﲞش آوچکی از انرژی به خازن برگشته و دوباره استفاده میشود. در نتیجه یک مقاومت باید موازی خازن واقع شود تا مانع از افزایش ولتاژ dc در آن شود، آه این خود باعث آاهش بازده میشود، در این موارد شارژ و دشارژ متناوب خازن باعث آاهش عمر آن میشود، مبدل مطرح در این قسمت فاقد خازن بوده و میتواند انرژی را مستقیماً از ماشین به منبع منتقل آند. اشکال این مبدل این است آه تعداد ترانزیستورها و دیودها در آن زیاد است و هزینه ساخت آن نسبت به سایر مبدﳍا بیشﱰ میباشد. و درجاهایی آه انرژی بازیافتی مورد توجه نباشد اقتصادی نیست. آاربردی آه میتواند مناسب باشد آنﱰل متغیر سرعت و تولید فرآانس ثابت از انرژی باد است.[22]
۶٠

شکل (١۵-٢) : مبدل دو مرحلهای
۶١
فصل سوم:
طراحی مدار راهانداز (DRIVER)
به روش مستقیم
۶٢
٣-١- مقدمه
موتورهای رلوآتانس به یک مدار راهانداز برای چرخش نیاز دارند. مدار راهانداز بستگی به مورد استفاده میتواند، بسیار ساده باشد. در عین حال آنﱰل سرعت موتور در یک حلقه بسته، حذف سنسورهای تعیین موقعیت روتور، آاهش ریپل گشتاور و ...
میتوانند بر پیچیدگی، حجم و قسمت مدار طراحی شده تأثیر بگذارند.
شکل (١-٣)، بلوک دیاگرام مدار آنﱰل یک موتور رلوآتانس را نشان میدهد.

شکل (١-٣) : بلوک دیاگرام مدار آنﱰل موتور
۶٣
٣-٢- سوئیچ و اﳌاای قدرت
روش متداول برای سوئیچ آردن سیمپیچهای موتور رلوآتانس استفاده از دو سوئیچ برای هر فاز میباشد و چون موتور طراحی شده سه فاز میباشد، ﲨعاً ۶ سوئیچ ترانزیستوری مورد نیاز میباشد. شکل (١-٢-٣) مدارد ساده هر فاز را مشان میدهد.
هنگامی آه سوئیچها روشن باشند ولتاژ تغذیه بر روی سیمپیچ فاز موجب عبور جریان از آن میشود. پس از خاموش شدن سوئیچها جریان سیمپیچ از طریق دیودها عبور میﳕاید و این جریان پس از مدت زمانی آه بستگی به L و R سیم پیچ دارد به ﲰت صفر میل میآند و سپس دیودها نیز خاموش میشوند.

شکل (١-٢-٣) : مدار ساده هر فاز
دیودها از نوع سریع میباشند. ترانزیستورهای سوئیچ میتوانند MOSFET یا IGBT باشند آهIGBT دارای خازن ورودی
آمﱰی است، در عین حال حداآثر ولتاژ شکست آا بالاتر از
MOSFET ها میباشند. افت ولتاژ بر روی IGBT برابر VCesat میباشد آه در حد 1.5 تا 2.5 ولت است در حالیکه افت ولتاژ بر روی MOSFET وابستگی به مقاومت درین وسورس دارد آه این مقاومت نیز وابستگی شدیدی به حرارت دارد. مدار ﲢریک گیت
۶۴
برای ترانزیستورهای MOSFET و IGBT یکسان میباشد. بنابراین میتوان این مدار را برای هر دو بکار برد.
با توجه به اینکه بیشﱰین تلفات در مدارهای سوئیچینگ در زمان روشن و خاموش شدن سوئیچ صورت میگیرد، بایستی زمان روشن و خاموش شدن ترانزیستورها را به حداقل رساند. از آﳒایی آه
ورودی این ترانزیستورها دارای یک خازن است، برای شارژ آردن

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

و دشارژ آردن آن نیاز به یک منبع با امپدانس خروجی آم
میباشد، برای این منظور از ترآیب دو ترانزیستور npn و pnp
استفاده میشود آه یک امیﱰ فالوور دو جهته میباشد، هم جریان دهی و هم جریان آشی مناسب دارد، با توجه به β بالاتر از 100
برای این ترانزیستورها در صورتی آه جریان بیس در حد 10mA در نظر گرفته شود، جریان خروجی این ترانزیستورها 1A خواهد بود.
در این صورت زمان روشن و خاموش شدن ترانزیستورهای قدرت در این مدار آمﱰ از 500ns میباشد. شکل (٢-٢-٣) مدار درایو ترانزیستورهای قدرت را نشان میدهد.

شکل (٢-٢-٣) : مدار درایو ترانزیستورهای قدرت
۶۵
٣-٣- سنسور تعیین موقعیت و سرعت موتور برای چرخش موتورهای رلوآتانس، بایستی هر آدام از فازهای
سه گانه با ترتیب و زاویه مشخص روشن شوند، این ترتیب و
زاویه بستگی به تعداد قطبهای روتور و استاتور و ﳏل قرار
گیری آا نسبت بههم دارد. به ﳘین منظور بایستی از یک ﳎموعه سنسور برای مشخص آردن این وضعیت استفاده ﳕود. یکی از روشهای متداول، استفاده از یک پره شکافدار به ﳘراه سه عدد فتواینﱰاپﱰ (Photo Interrupter) میباشد. فتواینﱰاپﱰ قطعهای است آه در آن یک فرستنده و یک گیرنده مادون قرمز وجود دارد. شکل (١ -٣-٣) مدار معادل یک مدل از آن را نشان میدهد.

شکل (١-٣-٣) : مدار معادل فتواینﱰاپﱰ
سه عدد از این قطعات الکﱰونیکی در زاویه 30° نسبت به هم
قرار میگیرند و یک پره شکافدار آه به ﳏور روتور متصل شده
است از میان آا میگذرد. شکافهای پره شکافدار بگونهای تنظیم شده است آه ﳘواره یک شکاف در مقابل یکی از سه فتو اینﱰاپﱰ
قرار میگیرد. بنابراین ﳘواره یکی از این سه سنسور، نور را
از خود عبور میدهد و از دو سنسور دیگر نور عبور ﳕیآند،
طراحی پره شکافدار بستگی به تعداد قطب روتور دارد. شکل (٢-٣ -٣) مدار آامل سنسورها را نشان میدهد.

شکل (٢-٣-٣) : مدار آامل سنسورها
۶۶
شکل موجهای ناشی از سنسورها برای سه فاز در شکل (٣-٣-٣)
مشاهده میشود.

شکل (٣-٣-٣) : شکل موجهای ناشی از سنسورها
از پالسهای ایجاد شده برای روشن آردن ترانزیستورهای هر
فاز استفاده میشود. ترتیب فازها بگونهایست آه موتور تنها در جهت راست میچرخد. برای چرخش در جهت چپ یک ﳎموعه ٣ تائی فتواینﱰاپﱰ دیگر نصب میشود. انتخاب جهت چرخش و ﳎموعه فتواینﱰاپﱰها توسط میکروآنﱰلر صورت میگیرد.
٣-۴- آنﱰل دور و حلقه فیدبک برای آنﱰل دور موتور بایستی جریان سیمپیچها را آنﱰل ﳕود،
برای این منظور از روش PWM استفاده میشود. در این حالت هر
آدام از پالسهای خروجی از فتواینﱰاپﱰها با یک موج پالسی
PWM آمیخته میشود و بدینترتیب زمان عبور جریان از یک
سیمپیچ و در نتیجه میزان جریان آن آنﱰل میگردد. هر چه نای
روشن ]یا یک بودنPWM [ بیشﱰ باشد جریان عبوری بیشﱰ است و
در نتیجه دور و گشتاور موتور بیشﱰ میشود. شکل (١-۴-٣) سه
شکل موج را نشان میدهد، اولی پالسهای سنسور موقعیت، دومی پالسهای PWM میباشد. سومین شکل موج در نتیجه AND آردن آن دو پالس میباشد آه به ترانزیستورهای یکی از فازها اعمال میگردد.
۶٧

شکل (١-۴-٣) : پالسهای PWM
فرآانس پالسهای ,PWM ثابت است و تغییرات نای پالس میتواند در یک حلقه فیدبک آنﱰل شود تا سرعت موتور ﳘواره با تغییر بار ثابت ﲟاند.[1] سرعت موتور از روی تعداد پالسهای موقعیت در ثانیه اندازهگیری میشود، برای این آار از مدار شکل (٢-۴-٣) استفاده میشود.

شکل (٢-۴-٣) : مدار سرعت موتور
ولتاژ VP متناسب با سرعت موتور است، مقاومتهای R1 و R2 و
مقدار خازن C بستگی به میزان تغییرات سرعت و مقدار سرعت و تعداد پالسهای فازها در ثانیه دارد. بدیهی است هرچه سرعت بالاتر باشد، تعداد پالسهای فازها در ثانیه بیشﱰ است و مقدار
R1 و R2 و C آوچکﱰ میشود. برای آنﱰل PI روی موتور از آنﱰل
۶٨
آننده شکل ٣-۴-٣ استفاده میشود. VP ولتاژ متناظر با سرعت میباشد و Vref ولتاژ مرجع متناسب با سرعت مرجع میباشد. Ve
ولتاژ خطا متناسب با اختلاف دو سرعت است.[29]

شکل (٣-۴-٣) : مدار آنﱰل PI برای پالسهای PWM از TL494 استفاده میشود. این IC دارای
یک مولد PWM است آه نای پالسهای آن توسط چند ورودی قابل
آنﱰل میباشد. شکل (۴-۴-٣) قسمتهای ﳐتلف این IC را نشان
میدهد. توسط پایههای ١ و ٢ و ١۵ و ١۶ و از طریق دو op-amp
داخلی میتوان ولتاژی را در پایه ٣ ایجاد آرد آه سطح این ولتاژ بین 0 تا ٣.٣ ولت تغییر میآند و تغییرات آن موجب تغییر
در نای پالس خروجی میگردد. op-amp، را میتوان در حلقه بسته و یا بهعنوان مقایسه آننده بکار برد. مدار حلقه فیدبک شکل ۴
-١٠ با استفاده از پایههای ١ و ٢ و یکی از op-amp ساخته میشود. از op-amp دوم برای ﳏدد آردن جریان موتور استفاده میشود. هنگامی آه جریان موتور از یک حد مشخص مثلا ١٠ آمپر بیشﱰ شود، ولتاژ در پایه ١۶ بیشﱰ از ولتاژ پایه ١۵ میشود و
۶٩
ولتاژ پایه ٣ تغییر می آند. بطوریکه موجب بسته شدن PWM در خروجی میگردد و بدینترتیب جریان ﳏدود میگردد.[26]

شکل (۴-۴-٣) : IC-TL494
پایه ۴ این IC برای Soft Start میباشد، اگر این پایه به آرامی
از ولتاژ +5v به ﲰت 0 ولت برسد. PWM نیز با ﳘان سرعت از %0
به %100 میرسد. از این پایه در زمان روشن آردن موتور در
ابتدای آار استفاده میشود.
٧٠
فصل چهارم:
روش های عملی کاهش
ریپل گشتاور
٧١
۴-١- بدست آوردن رابطه گشتاور از مدار معادل : SRM
با توجه به شکل (١-۴) ولتاژ اعمال شده به یک فاز برابر است با ﳎموع افت ولتاژ مقاومتی و میران شار پیوندی که با رابطه زیر داده می شود.
V R s i  d (dtNφ)

Nφ  L(θ,i)i

شکل (١-۴) : مدار معادل موتور رلوآتانسی
در این رابطه، L اندوکتانس بوده که تابعی از جریان سیم پیچ وموقعیت روتور می باشد
dL(θ,i) i di RsiL(θ,i) d{L(θ,i) i} V R s i  dt dt dt توان ورودی با رابطه زیر داده می شود :
pi Vi  Rs i 2 i 2 dL(dtθ,i)  L(θ,i)i dtdi

و می توان نوشت :
dL(θ,i) i 2 1  di L(θ,i)i2 )  L(θ,i)i 1 ) d 2 2 dt dt dt با استفاده از رابطه اخیر در رابطه pi خواهیم داشت :
٧٢
dL(θ,i) i 2 1 ,i)i 2 )  L(θ 1 ) d pi  Rs i 2  2 dt dt 2 رابطه فوق نشان می دهد که توان ورودی برابر است با ﳎموع تلفات مقاومتی که با Rsi2 داده می شود و انرژی ذخیره شده در داخل سیم پیچ که با رابطه 12 L(θ,i)i2 داده می شود ونیز توان فاصله هوایی , Pa که با رابطه زیر داده می شود :
dθ dL(θ,i) i 2 1  dL(θ,i) i2 1 P  dt dθ 2 dt 2 a wm  ddtθ

Pa  1 i2 dL(θθ,i) wm 2 d

توان فاصله هوایی، حاصلضرب گشتاور الکﱰو مغناطیسی و سرعت روتور می باشد که با رابطه زیر داده می شود
Pa  wmTe
با توجه به دو رابطه اخیر، گشتاور الکﱰومغناطیسی بدست خواهد آمد
dL(θ,i) i2 1  T dθ 2 e در رابطه فوق، dL(θ,i) ثابت گشتاور نامیده می شود و به خاطر dθ رابطه ای که اندوکتانس، L ،با موقعیت روتور و جریان سیم پیچ دارد ، یک کمیت غیر خطی می باشد.
۴-٢- بررسی رابطه L با موقعیت روتور : θ
با توجه به شکل (١-٢-۴) در مکان هایی که روتور واستاتور کاملا ﳘراستا هستند، ( (θ2 −θ3 و مکان هایی که روتور و استاتور کاملا غیر ﳘراستا هستند، ( (0 −θ1 و ( (θ4 −θ5 تغییر در اندوکتانس
٧٣
ﳔواهیم داشت. یعنی dL(θ,i) صفر می باشد، در نتیجه گشتاور در dθ
این نقاط صفر خواهد شد، حتی اگر سیم پیچ دارای جریان باشد.

شکل (١-٢-۴) : تغییرات اندوکتانس با موقعیت روتور
راه حل مساله فوق تغییر شکل مکانیکی روتور به ﳓوی است که در شکل (٢-٢-۴) نشان داده شده است. با این کار هیچ گاه اندوکتانس هنگام چرخش روتور مقداری ثابت ﳔواهد داشت، در نتیجه گشتاور صفر ﳔواهد شد.
٧۴

شکل (٢-٢-۴) : پایین شکل، روتور اصلاح شده
در مقایسه با روتور معمولی
۴-٣- بررسی تاثیر جریان بر : L
در جریاای که هسته موتور هنوز اشباع تغریبا شبیه ﳕودار (٣-۴) است. افزایش رفﱳ هسته موتور می شود، این امر در استاتور ﳘراستا هستند به خاطر کاهش gap

نشده، رابطه L و θ جریان سبب به اشباع جاهایی که روتور و مشهودتر است. با به
اشباع رفﱳ هسته، dθdL کاهش می یابد و این امر سبب افت گشتاور می شود.[36]

٧۵

شکل (٣-۴) : تغییرات اندوکتانس با جریان بر حسب زاویه
راه حل مساله فوق کنﱰل جریان می باشد، به این ترتیب که قبل از ﳘراستا شدن روتور و استاتور هنگامی که dθdL در حال کاهش است جریان را افزایش می دهیم تا کاهش L جﱪان شود. افزایش

٧۶
جریان نیز به این صورت اﳒام می شود که فرمان فاز جدید با فرمان فاز قبلی بایدکمی ﳘپوشانی داشته باشد.
۴-۴- اثر ثابت گشتاور dL(θ,i) بر روی گشتاور :

اگر زمانی که dθdL برای یک فار کمیتی مثبت است به آن فاز فرمان داده شود، باعث ایجاد گشتاور در جهت مورد نظر می شود.

ولی هنگامی که dθdL منفی است اگر فاز ذکر شده دارای جریان

Payannameh

.1-2موضوع27
.2-2شیوه ها28
.3-2نتایج آزما یش های بالینی30
.4-2تحقیق پرسشنامه ای34
.5-2پیاده سازی داده های جمع آوری شده با استفاده از شبکه های عصبی36
فصل سوم: روش پیاده سازی شبکه های عصبی با استفاده از FPGA
.1-3 مقدمه ای بر 43..…FPGA
.2-3روش پیاده سازی شبکه های عصبی با استفاده از 48FPGA
فصل چهارم:
نتیجه گیری و پیشنهادات69
پروژه - ریسرچارائه شده در پجمین کنفرانس بین المللی سیستم های هوشمند WSEASکشور اسپانیا (مادرید 73(2006
چکیده انگلیسی77
فهرست جدول ها
عنوانصفحه
.1-1جدول: : توابع مهم قابل استفاده در شبکه های عصبی 12..................................................
.1-2 جدول : سطح آماری گروههای تحت درمان و کنترل 31..................................................................................................
.2-2جدول: درصدلارو آلوده در 38 دسته از گروههای تحت کنترل و بررسی 33................................................
.3-2جدول: نشان دهنده درصد وجود انگلهادر دامهای موردا زمایش 382
.4-2جدول: نتایج شبیه سازی برای داده های تست 41...........
فهرست شکل ها عنوان صفحه
.1-1شکل: جریان اطلاعات در سیستم عصبی انسان 7
.2-1شکل: مدل سازی یک نورون مصنوعی 11
.3-1شکل: شبکه عصبی با طراحی پیش رو سه لایه 15
.4-1شکل: ساختار شبکه عصبی با طراحی پس انتشار سه لایه 17
.5-1شکل: منحنی تغییرات تابع انعطاف پذیر تک قطبی نسبت به پارامتر a 23
.6-1شکل: منحنی تغییرات تابع انعطاف پذیر دو قطبی نسبت به پارامتر a ٢٣
.1-2شکل: ساختار شبکه عصبی طراحی شده 39
.2-2شکل: کاهش خطا در حین شبیه سازی 40
.1-3شکل: ساختار آرایه ای یک PLA 45
.2-3شکل: ساختار آرایه ای یکSPLD 46
.3-3شکل: یک ساختار LUTچهار ورودی که عمل AND را انجام می دهد 47
.4-3شکل: شمای کلی شبکه پیاده سازی شده با FPGA 50
.5-3شکل: پیاده سازی تابع فعالیت برای نورون های ورودی 52
.6-3شکل: پیاده سازی تابع فعالیت برای نورون های خروجی 53
.7-3شکل: پیاده سازی تابع مجموع حاصل ضرب 54
.8-3شکل: جمع کننده 16 بیتی 55
.9-3شکل: جمع کننده 32 بیتی 56
.10-3شکل: مقایسه تابع سیگموئید و بسط مک لورن تا جمله X 11 58
.11-3شکل: پیاده سازی تابع سیگموئید 61
.12-3شکل: شمارنده 16 بیتی 62
.13-3شکل: T Flip Flop 63
.14-3شکل: مالتی پلکسر دو به یک 63
.15-3شکل: شیفت رجیستر 64
.16-3شکل: لچ 16 بیتی 65
.17-3شکل: شیفت دهنده به چپ و راست 66
.18-3شکل:مقایسه کننده 32 بیتی 67
چکیده :
شبکه های عصبی با توجه به توان بالا درپـردازش موازی،قابلیـت یـادگیری، تعمـیم، طبقـه بندی، قدرت تقریب، به خاطر سپردن و به خـاطر آوردن الگوهـا، خیـزش وسـیعی در زمینـه هـای مختلف هوش مصنوعی ایجاد کرده اند. از این رو به دلیل عملکرد خوب شبکه های عصبی مصنوعی برای شناسایی الگو، در این پایان نامه از شبکه های عصبی چنـد لایـه جهـت پیـاده سـازی سـخت افزاری سیستم استفاده شده است و روش جدیدی برای پیاده سازی شـبکه هـای عـصبی بـر روی
FPGA ارائه شده است . برای پیاده سـازی شـبکه عـصبی از داده هـای آمـاری اداره دامپزشـکی منطقه مغان استان اردبیل به عنوان مثال کاربردی استفاده شده است .
ضرایب وزن و بایاس شبکه عصبی MLP که از شبیه سازی توسط MATLAB بـه دسـت آمـده
است، برای پیاده سازی برروی FPGA، از سری XC 4000 استفاده شده است. برای پیاده سازی

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

برروی FPGA، از نرم افزار Foundation 4,1 بهره جستیم وتمام مدارات منطقی توسط این نـرم
افزار طراحی شده است . نتایج به دست آمده گویای این مطلب است که FPGA به دلیـل داشـتن
انعطاف پذیری و گیت های منطقی زیاد، برای پیاده سازی شبکه های عصبی ،IC مناسبی است .
١
مقدمه

مقدمه:
شبکه های عصبی با توجه به توان بالا درپردازش موازی،قابلیت یادگیری، تعمیم، طبقه بندی، قدرت تقریب، به خاطر سپردن و به خاطر آوردن الگوها، خیزش وسیعی در زمینه های مختلف هوش مصنوعی ایجاد کرده اند.از این رو به دلیل عملکرد خوب شبکه های عصبی مصنوعی برای شناسایی الگو، در این پایان نامه از شبکه های عصبی چند لایه جهت پیاده سازی سخت افزاری سیستم استفاده شده است. با توجه به طراحی سیستم های هوشمند و کوچکی که در لوازم روزمره امروزی کاربرد دارند، و از طرفی امکان ارتباط آنها به کا مپیوتر وجود ندارد نیاز به پیاده سازی سخت افزاری شبکه های عصبی در حجم کوچک احساس می شود و با توجه به این که آی
سی های FPGA بسیار انعطاف پذیر می باشند و به صورت نرم افزاری تمام طرح های سخت افزاری را می توان پیاده نمود لذا گزینه مناسبی جهت پیاده سازی سخت افزاری شبکه های عصبی می باشد.
در این پروژه یک روش برای پیاده سازی شبکه عصبی بر روی FPGA ارائه شده است .
برای پیاده سازی شبکه عصبی از داده های آماری اداره دامپزشکی منطقه مغان استان اردبیل استفاده شده است .
هدف از جمع آوری این داده های آماری تشخیص و شناسایی یک الگو جهت پیاده سازی در یک
شبکه عصبی از نوع چند لایهMLP است .
برای آموزش شبکه عصبی از روش پس انتشار خطا با 300 بار آموزش برای رسیدن به
حداقل خطای مورد نظر استفاده شده است.
ضرایب وزن و بایاس های به دست آمده از آموزش شبکه عصبی در مرحله بعد برای پیاده سازی آن
روی FPGA استفاده می شود.
2
مقدمه

تعداد داده های آماری در این پروژه 38 داده می باشد که هر یک دارای سه ورودی و یک خروجی است و به عنوان داده ورودی و خروجی برای آموزش شبکه مورد نظر استفاده شده است .
از این 38 داده 34 داده برای آموزش شبکه و 4 داده به عنوان داده تست انتخاب شدند. بعد از
تعیین ضرایب وزنی و بایاس جهت پیاده سازی آن بر روی FPGA سری XC4000 از نرم افزار
Foundation 4,1 برای طراحی مدارات مربوطه استفاده شده است . FPGA, IC سری
XC4000 دارای حجم گیت های منطقی زیاد و انعطاف پذیری خیلی بالا برای پیاده سازی سخت افزاری شبکه های عصبی است. به دلیل استفاده از داده های ثابت در پیاده سازی شبکه بر
روی FPGA، شبکه ، دوباره قابل آموزش نیست.
با توجه به مراحل مختلف به کار گرفته شده در این پروژه جمع بندی و شکل دهی پایان نامه در 4
فصل مورد مطالعه قرار گرفته است .
در فصل اول سیستم های عصبی , انواع شبکه های عصبی , مدل سازی و انواع روشهای آموزش شبکه عصبی مورد بررسی قرار گرفته است .
در فصل دوم روش جمع آوری داده های دامپزشکی بر اساس در صد وجود انگل در گله های
دامی و روش از بین بردن این انگلها بر اساس تزریق داروئی BZD در پیش بینی میزان موفقیت این دارو و در کاهش انگلهای دامی به عنوان داده برای شبکه عصبی انتخاب و توضیح داده شده است.
در فصل سوم روش پیاده سازی سخت افزاری شبکه عصبی بر روی FPGA سری
XC4000 با نرم افزار Foundation 4,1 همراه با مدارهای طراحی شده توضیح داده شده است .
ودر نهایت در فصل چهارم نتیجه گیری کار های انجام شده و پیشنهادات لازم برای افزایش کارائی پژوهش مورد نظر، ارائه شده است.
3
فصل اولشبکههای عصبی

فصل اول
شبکه های عصبی
۴
فصل اولشبکههای عصبی

پیشگفتار
در این فصل ابتدا به معرفی شبکه های عصبی طبیعی و سپس اهمیت اسـتفاده از شـبکه هـای عصبی مصنوعی و در ادامه به معرفی مدلهای مختلف انواع شبکه های عصبی مصنوعی می پـردازیم.
همچنین روش های آموزش شبکه های عصبی، موضوع مورد بحث این فصل قرار گرفته است.
(1-1 سیستم های عصبی طبیعی
مغزانسان از واحدهای پردازنده ای به نام نورون تشکیل شده اسـت. ایـن نورونهـا از طریـق یـک
شبکه به هم پیوسته از اکسون1 وسیناپس2 با چگالی تقریبی 104 سیناپس در نورون با هم ارتبـاط دارند.در مدل سازی سیستم عصبی طبیعی، فرض بر این است که نورونها با استفاده ازسیگنال هـای الکتریکی با هم ارتباط برقرار می کنند.
عملکرد نورونها در یک محیط شیمیایی صورت می گیرد، ازاین رو می تـوان مغـز را بـه صـورت شبکه ای از سوئیچ های الکتریکی با چگالی زیاد در نظر گرفـت کـه بـه طـور قابـل ملاحظـه ای از
فرایندهای شیمیایی تأثیرمی پذیرد. شبکه عصبی ساختار پیچیده ای از نورونهای بـه هـم پیوسـته
دارد.ورودی شبکه از طریق گیرنده های حسی تأمین می شود.
این گیرنده ها تحریکی را از داخل بدن و همچنین از اندامهای حسی (هنگامی کـه تحریکـی از دنیای خارج انجام گیرد) دریافت می کنند. تحریک ها، اطلاعات را به شکل ضربه های الکتریکی بـه شبکه نورون ها انتقال می دهند. در اثر پردازش اطلاعات، واکنش صورت می گیرد.

-Axons -Synapse

1
2
۵
فصل اولشبکههای عصبی

بنابراین برای کنترل اندام ها و اعمال آنها یک سیـستم سـه مرحلـه ای وجـود دارد کـه شـامل گیرنده ها، شبکه عصبی و انگیزنده هاست. درشـکل 1-1 یـک طـرح تقریبـی از جریـان اطلاعـات نمایش داده شده است.
( 1 - 1 - 1 نورون بیولوژیک[1]
نورون، اساسی ترین جزء تشکیل دهنده شبکه عصبی طبیعی می باشـد. طـرح تقریبـی از آن در شکل 1-1 نمایش داده شده است.
یک سلول از سه ناحیه تشکیل شده است :
بدنه سلول –که سوما1 نیز خوانده می شود – اکسون و دندریتها.2 دندریتها که در حکـم ورودی های شبکه می باشد یک درخت دندریتی تشکیل می دهند که توده های بسیار کوچک از فیبرهـای نازک در اطراف بدنه نورون است. دندریتها اطلاعات را از طریق اکسونها که در حکم خروجـی هـای شبکه می باشد دریافت می کنند. قسمت انتهایی اکسون،به یک شـبکه ریـز منتهـی مـی شـود کـه هریک از شاخه های آن به یک حباب انتهایی کوچک ختم می شـود. ایـن حبـاب را کـه تقریبـا در تماس با نورونهای همسایه است،وزن سیناپس می نامند. سیگنالهایی که به سـیناپس مـی رسـند و توسط دندریتها دریافت می شوند، به صورت ضربه های الکتریکی هستند. انتقال بین نورونی گـاهی
اوقات الکتریکی است ولی معمولا تحت تأثیر آزاد شدن حاملهای شـیمیای در سـیناپس قـرار مـی
گیرد.

-Soma -Dendrites

1
2
۶
فصل اولشبکههای عصبی

شکل 1-1 جریان اطلاعات در سیستم عصبی انسان
نورون می تواند به حاصل جمع ورودی های خود که طی یک بازه زمانی کوچک با یکدیگر جمع
می شوند،پاسخ دهد که این بازه زمانی را "زمـان انباشـتگی پنهـان"1 مـی نامنـد. پاسـخ نـورون در صورتی تولید می شود که پتانسیل غشای آن به حد معینی برسد. تنها هنگامی که شرایط لازم برای آتش کردن فراهم شود نورون یک پالس تولید می کند و آن را به اکسون می فرستد.
ضربه های ورودی به دو صورت بر نورون تأثیـر مـی گذارنـد:تحریـک2 و بازدارنـدگی– 3سـاکن
کنندگی- اگر ضربه ورودی سبب آتش شدن نورون گردد به آن "محرک" می گویند و اگـر از آتـش
شدن نورون جلوگیری کند،"بازدارنده" نامیده می شود. به عبـارت دیگـر بـرای آتـش شـدن، بایـد تحریک به اندازه مقدار آستانه،بیشتر از بازدارندگی باشد. این مقـدار آسـتانه حـدود 40 میلـی ولـت است.ازآنجا که پیوند سیناپسی سبب تحریک یا بازدارندگی در نورون گیرنده می شود، مقادیر وزنی واحد مثبت یا منفی به تحریک یا بازدارندگی نسبت داده می شود. به این ترتیب امکان بررسی بهتر

-Period of latent Summation -Excitation -In hibiation

1
2
3
٧
فصل اولشبکههای عصبی

آتش شدن نورون فراهم می شود. از این رو هنگامی که مجموع وزنهایی که ضربه دریافت می کننـد طی زمان انباشتگی پنهان، از مقدار آستانه فراتر رود،نورون آتش خواهد کرد.
ضــربه هــای ورودی بــه نــورون از نورونهــای همــسایه و همچنــین از خــود نــورون تأمــین می شود. معمولا نورون مقصد برای آتش شدن به تعداد معینی ضربه ورودی نیاز دارد. اگر ضربه ها فاصله زمانی کمی داشته باشندو همگی همزمان سر برسند، احتمال آتش شدن نورون بیشتر است.
طبق مشاهدات انجام شده شبکه هـای طبیعـی بـر روی سـیگنالهای ورودی، عمـل جمـع بنـدی و انتگرال گیری زمانی را انجام می دهند.
پردازش زمانی–مکانی1 انجام شده، توسط شبکه های عصبی طبیعی فراینـدی پیچیـده و بـسیار بیشتر از محاسبات دیجیتال سازمان یافته است. ضربه های عصبی از نظر زمانی همزمـان نیـستند و این با نظام محاسبات دیجیتال منافات دارد. مشخصه طبیعی نورون بیولوژیک این است کـه انـدازه سیگنالهای تولید شده،اختلاف قابل ملاحظه ای با هم ندارند.از این رو سـیگنالهای موجـود در فیبـر عصبی یا ناچیز است یا دربیشترین حدخود قرار دارد.به بیان دیگر اطلاعات بـه صـورت سـیگنالهای دودویی میان سلولها ی عصبی انتقال می یابد.
پس از انتقال پالس، فیبرآکسون برای مدت زمـانی کـه "زمـان ممنـوع"2 خوانـده مـی شـود در وضعیت تحریک ناپذیری قرار می گیرد. به عبارت دیگر در طی این مدت، شدت تحریک هر انـدازه باشد، عصب هیچ سیگنالی را هدایت نمی کند.بنابراین می توان مقیاس زمانی را به بازه های پـی در پی تقسیم نمود که هر کدام برابر طول زمان ممنوع می باشند.
واحد زمانی برای مدل کردن نورونهای بیولوژیک از مرتبه هزارم ثانیه فرض می شـود، هـر چنـد زمان ممنوع نورونها یکسان نیست. به علاوه انواع مختلف نورون و روشهای متفاوت پیوند میـان آنهـا وجود دارد.بنابراین ماهیت واقعی شبکه های عصبی بسیار پیچیده تر از آن چیزی اسـت کـه بتـوان

1 -Spatio-termporal 2 -Retractor Period
٨
فصل اولشبکههای عصبی

تصور نمود. در واقع شبکه ای فشرده از نورونهای به هم پیوسته وجود دارد که سیگنالهای آسنکرون تولید می کنند.این سیگنالها هم به نورونهای بعد از خود و هم به نورونهای تولید کننده خود اعمـال می شود. بحث بالا از دیدگاه عصب شناسی بسیار ساده تلقی می شود ولی با وجـود ایـن بـرای ورود به دنیای محاسبه بیولوژیک بسیار ارزشمند است.شبکه های محاسـبه گـر مـورد اسـتفاده از مـشابه بیولوژیک خود بسیار ساده می باشند.
(2-1 مقدمه ای بر شبکه های عصبی مصنوعی
بررسی نحوه تفکر بشر، سالیان سال اندیشه محققان و اندیشمندان را به خود مشغول کرده است.
پژوهــشگران بــرای تحلیــل و تبیــین عملکــرد مغــز، مــدلهای زیــادی را ارائــه کــرده انــد ولــی هیچ کدام از این مدلها را نمی توان برای شـناخت مغـز انـسان کـافی دانـست. شـاید بتـوان گفـت
پیدایش علمی به نام شبکه عصبی مصنوعی نتیجه چنین کوشش هایی است.[1]
از عملکرد های مهم وحیرت انگیز مغز انسان می توان عمل شناسایی را نام بـرد کـه بـی تردیـد یکی از مهمترین ویژگیهای این عضو بوده ودر موارد مختلف، چگونگی و جزئیات عملکرد شناسایی و مورد مطالعه قرار گرفته است.
البته تئوری های مختلف وگاهی پیشرفته ای جهت حل این مسائل ابداع شده است که هـر یـک از این تئوری ها توجیه کننده یک یا چند عملکرد از رفتارهای مهم سلول های مغز می باشند. ولـی
به دلیل پیچیدگی زیاد مغز این تئوری ها کامل نخواهند بود .[1,2,14]
در عین حال می توان بر اساس یک یا چند پیچیدگی مهم مغز انسان، مدلهایی را ارائه نمـود. در برخی موارد خاص، عملکرد این مدلها مشابهت هایی با رفتار های مختلف سلول های بیولوژیکی مغز انسان پیدا می کند.تجمع این مدلها همراه با الگوریتم هایی که بر اسـاس آنهـا آمـوزش مـی بیننـد
شبکه های عصبی مصنوعی 1 ANNsرا به وجود می آورند.

1 -Artificial Neural Network
٩
فصل اولشبکههای عصبی

امروزه شبکه های عـصبی کاربردهـای گـسترده ای در زمینـه هـای پـردازش صـوت و تـصویر، روباتیک، شناسایی،پیش بینی، سیستمهای کنترل، عیب یـابی، تـشخیص هـای پزشـکی و مـصارف نظامی دارند.
در چند دهه اخیر،شبکه های عصبی مصنوعی به دلیل توانایی هـا و قابلیـت هـای بـالا بـه طـور گسترده ای در زمینه های شناسایی، پیشگویی و کنترل به کار گرفته شده است. از این رو به دلیـل عملکرد خوب شبکه های عصبی مصنوعی جهت شناسایی الگو، در ایـن پایـان نامـه از شـبکه هـای
عصبی چند لایه جهت پیاده سازی سخت افزاری سیستم استفاده شده است .[1,2,14]
(3 - 1 اهمیت استفاده از شبکه های عصبی مصنوعی[1,2,14]
یکی از مهمترین موضوعات تحقیقاتی دهه اخیر که بسیاری از شاخه های مهندسـی، خـود را بـا آن در ارتباط می بینند،شبکه های عصبی می باشـد. شـبکه هـای عـصبی بـا توجـه بـه تـوان بـالا درپردازش موازی، قابلیت یادگیری، تعمیم، طبقه بندی، قدرت تقریب، به خاطر سپردن و به خـاطر آوردن الگوها، خیزش وسیعی در زمینه های مختلف هوش مصنوعی ایجاد کرده اسـت. یـک شـبکه عصبی سعی دارد با استفاده از عناصر محاسباتی ساده غیر خطی که معرف نورونها بوده و در ارتبـاط موازی شدید با یکدیگر هستندبه قابلیت های ذکر شده ، دسترسی پیدا کنـد.عناصـر محاسـباتی بـه وسیله ارتباطاتی که وزن نامیده می شوند به یکدیگر مرتبط هستند. عمل یادگیری و آموزش تعمیم و به خاطر آوردن الگوها با استفاده از وزنهای تطبیقی که قابل تنظیم هستند، انجام می شود.
شبکه های عصبی دارای ساختار موازی می باشند که کلیه عملیاتها را بـه صـورت مـوازی انجـام می دهند. به این ترتیب می توان گفت که عبارت شـبکه هـای عـصبی بـرای توصـیف سـاختارهای متعددی از المانهای ساده پردازشگر که روش دیگری را در جهت محاسبات معرفی می کند،بـه کـار می رود.
١٠
فصل اولشبکههای عصبی

هدف از تحقیقات شبکه های عصبی، ایجاد ماشین هایی است که در محدوده هـایی کـه انـسان بهتر و کاملتر از کامپیوترهاعمل می کند، به کار گرفته شوند.بدین ترتیب شبکه های عصبی وسـایل کمکی کامپیوترهای مرسوم امروزی هستند و نه جایگزین آنها.
(4-1 مدل سازی نورون در شبکه های عصبی مصنوعی[2,3,4]
با توجه به رفتارهای یک نورون طبیعی می توان نورون مصنوعی را با استفاده از ابزارهای ریاضی به صورت زیر و مطابق شکل (1-1) معرفی نمود.

شکل 2-1 مدل سازی یک نورون مصنوعی
سیگنال ورودی به نورون بردار X بوده که از طریق بـردار وزن W وارد یـک تـابع بـه نـام تـابع
فعالیت شده و سپس تحریک و در نتیجه سیگنال خروجی نورون – j ام را تشکیل می دهد.
(1-1) w1.x1 n f(Net) O j  f (W .X )  f ∑ i 1 که W و X به ترتیب بردارهای وزنی و ورودی اند و به صورت زیر می باشند:
(2-1) ... wn  W  w1 w2 T ... x 2 x X  x n 1 در این روابط f، تابع فعالیت یا تحریک نورون است که عامل اصلی در تعیین سیگنالهای خروجی
نورون می باشد. دامنه این تابع Net مدل نورون اسـت از ایـن رو گـاهی آن را بـه صـورت f(Net)
نمایش می دهند.متغیر Net به صورت ضرب اسکالر بردارهای ورودی و وزن تعریف می شود:
(3-1) n∑ wi xi Net W .X 
i1 ١١
فصل اولشبکههای عصبی

مسیر خروجی هر نورون به مسیرهای دیگر نورونهای شبکه از طریق وزنهای اتـصال مـرتبط مـی گردد. چون هر اتصال، وزن خاص خود را دارد بنابراین سیگنالها قبل از این که وارد یک نورون شوند مقادیرشان توسط این وزنها تصحیح می گردد.
توابع تحریک با توجه به نیاز از انواع مختلفی انتخاب شده اند که مهمتـرین آنهـا در جـدول زیـر آمده است.
جدول :1-1 توابع مهم قابل استفاده در شبکه های عصبی تابع فعالیت نوع تابع فعالیت f (net)  net خطی 1 f (net)  سیگموئید تک قطبی (l exp(−net)) (l −exp(−net)) f (net)  سیگموئید دو قطبی (l exp(−net)) 1,if net0 حد آستانه ای دو قطبی −1, otherwise f (net)  1, if net  0 f (net)  حد آستانه ای تک قطبی 0, otherwise (5-1 انواع شبکه های عصبی مصنوعی [4]
به طور کلی شبکه های عصبی را می توان از سه جهت مورد بررسی قرار داد: -1 نوع نورون و عملکرد آن
-2 ساختار و نحوه ارتباط بین نورونها
-3 نوع آموزش نورونها از نظر نوع و نحوه عملکرد به نورونهای مشتق پـذیر، پیوسـته، افزایـشی و انعطـاف پـذیر
تقسیم می شوند. در ساختار شبکه عصبی مصنوعی با آموزش گرادیان نزولی، از توابع پیوسته،مشتق
١٢
فصل اولشبکههای عصبی

پذیر و افزایشی استفاده می شود. مناسب ترین توابع برای این منظور، توابع سیگموئید می باشند که به عملکرد نورون بیولوژیک نزدیک می باشند. همچنین از خاصیت مشتق افزایـشی آن مـی تـوان از الگوریتم پس انتشار خطا استفاده نمود که در فصل های بعد توضیح داده می شود.
از نظر ساختار، چگونگی ارتباط میان نورونها و طراحی الگوریتم دو نوع فعالیت در شـبکه وجـود دارد:
شبکه با فعالیت پیش رو
شبکه با فعالیت پس خور
در شبکه های پیش رو، نورونها به صورت لایه به لایه در کنار هم قرار گرفته انـد. شـبکه شـامل یک لایه ورودی، یک لایه خروجی و به تعداد مورد نیاز لایه میانی است. در این شبکه ها، اطلاعـات به سمت جلو هدایت می شوند تا خروجی های شبکه به دست آینـد بـه طـوری کـه هـیچ برگـشت اطلاعاتی وجود ندارد و داده ها از لایه ورودی از طریق لایه میانی به لایه خروجی می رسند.
در شبکه های پس خور، بر خلاف شبکه های پیش رو هر نورون علاوه بر ارتباط با نورون هـای لایه قبل که در شبکه پیش رو نیز وجود دارد، می تواند با نورونهای لایه های دیگر شبکه نیز ارتباط داشته باشد. در این شبکه ها تا زمانی که شبکه به شرایط همگرایی معینی نرسد، اطلاعـات در بـین لایه های شبکه نوسان می کنند و پس از رسیدن به همگرایی مورد نظر شـبکه ، اطلاعـات بـه لایـه خروجی راه می یابند. به عبارت دیگر در این شبکه ها اطلاعات علاوه بر حرکت رو بـه جلـو ، جهـت تصحیح وزن ارتباطی بین نورونها از طریق شبکه، حرکت رو به عقب- پس انتشار- هم دارند.
به طور کلی در شبکه های عصبی با توجه به نحوه یادگیری، روش هـای آمـوزش بـه دو صـورت تقسیم می شود:
آموزش با مربی
آموزش بدون مربی
١٣
فصل اولشبکههای عصبی

در روش آموزش با مربی، یک الگو یا سیگنال مطلوب در اختیار شبکه قرار داده می شود و شبکه با استفاده از قوانین یادگیری، خود را با الگوی مورد نظر تطبیـق مـی دهـد. بـه بیـان دیگـر شـبکه پارامترها را طوری تنظیم می کند تا خروجی به الگوی مطلوب نزدیک تر شود.
در روش آموزش بدون مربی در واقع شبکه الگوی خاصی را در اختیار ندارد بلکـه بـا اسـتفاده از قواعدی که از ورودی ها استخراج می کند، وزن های اتصال را تنظیم می کند تا خروجـی اسـتخراج شده به دست آید. به بیان دیگر در روش آموزش با مربی پارامترهای شبکه بر اساس ورودی و الگوی مطلوب تنظیم می شوند در حالی که در آموزش بدون مربی، پارامترها بر اسـاس ورودی و خروجـی تغییر می کنند.
(6-1 یادگیری در شبکه های عصبی مصنوعی
بر خلاف سیستم های خبره مرسوم که شناسـایی را در شـکل قواعـد مـدل سـازی مـی کنند، شبکه های عصبی از طریق یادگیری که از ویژگی های مهم آنها می باشـد، توسـط مثالهـای ارائه شده، قواعد خود را تولید می نمایند. یادگیری از طریق یک قاعده یادگیری صورت مـی پـذیرد.
شبکه های عصبی دارای این توانایی هستند که از گذشته و محیط بیاموزند و رفتار خود را در حـین آموزش بهبود بخشند. قاعده یادگیری، وزنهای اتصالات شبکه را در پاسخ بـه ورودی هـای شـبکه و تولید خروجی مورد نظر برای آن ورودی ها، تغییر خواهد داد.
برای این منظور الگوریتم های یادگیری متعددی وجود دارد که شامل موارد زیر می باشد:
-1 قانون یادگیری هب: 1
این قانون بیانگر یک شبکه کاملاً پیش رو و بدون مربی است. در این روش یک وزن اتصالی روی یک مسیر ورودی به یک نورون ، زمانی افزایش می یابد که ورودی و خروجی هر دو بـالا باشـد. بـه بیان دیگر اگر حاصل ضرب ورودی و خروجی مثبت باشد، وزن افزایش می یابد.

1 - Hebbian Learning Rule
١۴
فصل اولشبکههای عصبی

-1 یادگیری با قانون رقابتی:1
در این روش بین نورونها رقابت وجود دارد و نورونی که قوی ترین پاسخ را به ورودی ارائه دهـد، خود را در جهت شبیه شدن بیشتر به ورودی تصحیح می کند.
-2 یادگیری با قانون دلتا:2
در این روش توسط تصحیح پارامترها، خطای خروجی واقعی یک نورون و خروجی مورد نظـر بـا روش گرادیان نزولی کاهش می یابد.
(7-1 شبکه های عصبی پیش رو .[3,4]
در این شبکه ها، خروجی های لایه قبلـی فقـط بـه ورودی لایـه جلـویی خـود از طریـق اتصالات وزنی مرتبط می شوند. بدین ترتیب هیچ گونـه برگـشت اطلاعـاتی وجـود نـدارد. بنـابراین استفاده از آنها در کنترل سیستم های دینامیک دار امکان ندارد. شکل (3-2) نشان دهنده این نـوع ساختار می باشد.

شکل :(3-1 شبکه عصبی با طراحی پیش رو سه لایه (با در نظر گرفتن لایه ورودی)
با اعمال بردار ورودی x به شبکه با ماتریسهای وزنـی W و V بـردار خروجـی O را مـی تـوان
محاسبه کرد. مراحل محاسبه بدین صورت می باشد که در ابتدا با اعمال بـردار ورودی X بـه لایـه ورودی به علت خطی بودن این لایه، بردار ورودی بدون تغییر در خروجی این لایه ظاهر مـی شـود.

1 - Competition Learning Rule 2 - Delta Learning Rule
١۵

. ...
. ...
. ...
... w2i
... w1i
فصل اولشبکههای عصبی

بردار خروجی لایه ورودی در ماتریس وزنی W ضرب می شود و بردار مقدار کل ورودی عصب هـای لایه میانی ساخته شده و با اعمال تابع انتقال لایه میانی بر هـر یـک از ایـن مقـادیر، خروجـی لایـه میانی به دست می آید. به همین ترتیب بردار خروجی لایه خروجی نیـز محاسـبه مـی گـردد. ایـن محاسبه به صورت ماتریسی در زیر آورده شده است.
x1x2...xnT

X
(4-1)
... wni

w12
w22
.
.
.
wn2

w11
w21
.
.
. wn1

W
و بردار ورودی های وزن دار لایه میانی عبارت است از:
Net1 W T .XNet1i×1Wi×n.Xn×1(5-1)
آنگاه مقدار خروجی از لایه میانی به صورت زیر خواهد بود که به منزله ورودی لایـه بعـدی مـی باشد:
(7-1) خروجی های لایه اول
H  F (Net1 )
(6-1)
(7-1)

h2 ... hi T
v12 ... v1k v22 ... v2k
. ... .
. ... .
. ... .
vi 2 ... vik

H  h1
v11
v21
V  .
.
. vi1
و همچنین بردار ورودی های وزن دار لایه خروجی عبارت است از:
Net 2 V T .H,Net2k×1Vk×i.Hi×1(8-1)
١۶
فصل اولشبکههای عصبی

و بردار خروجی شبکه به صورت زیر محاسبه می شود:
(9-1) O  F (net 2 ) , O  o1 o2 ... ok T
که در آن: :n تعداد عصب های ورودی : k تعداد عصب های لایه خروجی
:i تعداد عصب های لایه میانی T معرف اپراتور ترانهاده می باشد.
(8-1 شبکه های عصبی پس انتشار1
تفاوت شبکه های عصبی پس انتشار با شبکه های عصبی پیش رو در حلقه فیدبک آنهـا مـی باشد. در این شبکه ها، اطلاعات علاوه بر حرکت به جلو، جهت تصحیح پارامترهای اتصالات از طریق شبکه، حرکت به عقب (پس انتشار) نیز دارند. شکل (4-1) نشان دهنده این نوع ساختار می باشد.

شکل :(4-1 ساختار شبکه عصبی با طراحی پس انتشار سه لایه (با در نظر گرفتن لایه ورودی)

1 - Back-Propagation
١٧
فصل اولشبکههای عصبی

(1-8-1 روش آموزش پس انتشار خطا [3,4]
آنچه تاکنون گفته شد این است که شبکه های عصبی به عنوان سیستم هـای آمـوزش پذیر، دارای توانایی می باشند که از گذشته و محیط بیاموزند و رفتار خود را در حین آموزش بهبود بخشند. مهمترین مسأله در ارتباط با شبکه های عصبی، مسأله یادگیری است. همـان گونـه کـه در قسمت های قبلی این فصل اشاره شد، دو نوع روش یادگیری برای شبکه های عصبی وجود دارد که یکی از این روش ها، یادگیری با مربی و دیگری روش یادگیری بدون مربی می باشد.
در روش یادگیری با مربی، نمونه های ورودی و خروجی مطلوب هر دو در دسترس مـی باشـند، الگوریتم کار در این روش دارای مراحل زیر می باشد:
-1 تعیین ساختار برنامه (تعداد لایه ها و نورونها) و نوع روش آموزش
-2 مقداردهی متغیرهای اولیه با توجه به نوع شبکه
-3 اعمال ورودی به شبکه و تعیین خروجی با توجه به نوع شبکه و پارامترهای اولیه
-4 مقایسه ورودی ساخته شده و خروجی های مطلوب و مقایسه این اختلاف با مقـدار خطای تعریف شده
-5 تغییر متغیرهای برنامه با اسـتفاده از الگـوریتم تکـرار روش آموزشـی تـا رسـیدن اختلاف مقادیر خروجی شبکه با خروجی مطلوب به مقدار خطای تعریف شده روش های مختلفی جهت آمـوزش پارامترهـا، پیـشنهاد گردیـده اسـت کـه مهمتـرین آن روش
یادگیری پس انتشار خطا1 است. الگوریتم پس انتشار خطا در زمان، یکی از ابزارهای قدرتمنـد بـوده که برای تشخیص الگو، به دست آوردن مدل های دینامیکی و کنترل سیستم هـا مفیـد مـی باشـد.
تنها چیزی که استفاده از این روش را در کنترل محدود می کند محدودیتهای معـادلات سیـستم می باشد. برای استفاده از این الگوریتم باید معادلات سیستم تحـت کنتـرل، کـاملاً شـناخته شـده،

1 - Back -Propagation of Error
١٨
فصل اولشبکههای عصبی

پیوسته و مشتق پذیر باشد. در صورتی که معادلات سیستم ناشناخته باشد، می توان از یـک شـبکه عصبی شبیه ساز استفاده نمود و رفتار سیستم را به خوبی به آن آموخت.
الگوریتم پس انتشار خطا از روش های آموزش با مربی اسـت کـه بـرای آمـوزش شـبکه هـای عصبی چند لایه به کار می رود. در این شبکه ها که اصطلاحاً شبکه عصبی پس انتشار نامیـده مـی شود پارامتر های شبکه با استفاده از روش بهینه سازی گرادیان نزولی که بر اساس روش زنجیره ای برای هر لایه می باشد به گونه ای تغییر می یابند تا اختلاف خروجی سیستم با خروجی مطلوب بـه حد قابل قبولی برسد. در این روش هدف این است که با به دست آوردن گرادیان تابع خطا نسبت به بردار پارامتر ها، تابع خطا حداقل گردد. لازم به ذکر است که در این روش ازآموزش با مربی استفاده شده است. تابع خطا به صورت زیر تعریف می شود:
(10-1) k∑ e(n)2 1 (d (n) − o(n))2  k∑ 1 E  2 n1 2 n1 که d (n) خروجی مطلوب و o(n) خروجی واقعی سیستم است کـه در روابـط زیـر نـشان داده
شده است.
... dk  D  d1 d2 حال با استفاده از روش گرادیان نزولی به این صورت عمل می شود. o2 ...ok  Output o (n) o1 (11-1) ∂E ∆W s  −η s ∂W که در آن η  O نرخ یادگیری1 می باشد.
از آنجاکه در این پایان نامه تمام ساختارهای به کار رفته سه لایه ای مـی باشـند (دو لایـه در ورودی و خروجی و یک لایه مخفی و چنانچه لایه ورودی به عنوان یک لایه در نظر گرفته نشود بـه عبارتی فقط لایه های وزن داری که مقادیر وزنی آن آموزش داده می شوند در نظر گرفته شـوند در آن صورت شبکه از نوع دو لایه ای خواهد بود) تمامی محاسـبات بـرای چهـار لایـه در نظـر گرفتـه

1 - Training Rate
١٩
فصل اولشبکههای عصبی

می شود. بنابراین مقادیر وزنی w1 در لایه اول و w2 در لایه دوم بایستی آموزش ببیند. در ایـن جـا
از قاعده زنجیری در اینجا استفاده می شود:
(12-1) به ازای S=2 روابط به این صورت است:
(12-1) ∂Net2 . ∂O2 . ∂E  ∂E ∂W 2 ∂Net2 ∂O2 ∂W 2 با توجه به شکل (4-1) و روابط شبکه سه لایه: (13-1) o1 ∂Net2 ، o2 ∂o2 ، ( با توجه به رابطه (10-1 −(D−o2) ∂E ∂w 2 ∂Net 2 ∂o 2 که در آن o2′ معرف بردار مشتق تابع خروجی نسبت به ورودی وزن دار ایـن لایـه یـا Net2 و o′
معرف بردار خروجی لایه میانی که ورودی لایه بعدی لایه آخر است، می باشد.
با توجه به روابط (11-1) و (12-1) و :(13-1)
∂E ∆w2  −η (14-1) ∂w2 ∆w2 η(c − o2 ) . o2′ . o1 به همین ترتیب برای ماتریس وزنیw1 (لایه اول) نیز به این صورت محاسبه می شود: (15-1) ∂Net ∂o1 ∂Net2 ∂o2 ∂E ∂E . . . .  ∂w1 ∂Net ∂o1 ∂Net 2 ∂o2 ∂w1 (16-1) ∆w η(D − o 2 ).o 2′.w2 .o1′.x که در آن x مقادیر ورودی به شبکه و o1′مشتق خروجی لایه اول به Net1 می باشـد. تـا اینجـا محاسبات به صورت پیش رو انجام شده است و با رابطه زیر به صورت پس خور خواهد بود.
در نتیجه مقادیر جدید وزنها از رابطه زیر محاسبه می گردد.
wiNew  wiold  Awii 1, 2 , 3(17-1)
لازم به ذکر است که توابع تحریک مورد استفاده در این روش می تواند از دو نوع باشـد کـه ایـن دو مدل در زیر توضیح داده می شود:
٢٠
فصل اولشبکههای عصبی

تابع تک قطبی(USF) 1
(18-1) 1 F ( X )  −x 1  e که برای این تابع مشتق نسبت به ورودی به صورت (( F ′( X )  F (X )(1− F (X خواهد شد.
تابع دو قطبی(BSF) 2
−x (19-1) 1 − e F ( X )  −x 1  e و برای این تابع نیز مشتق نسبت به ورودی توسـط رابطـه F ′( X )  12 1 − F (X )2  تعیـین

میشود.
(9-1 شبکه های عصبی انعطاف پذیر[4] 3
آنچه تا کنون در رابطه با شبکه عصبی مورد مطالعه قرار گرفته است شبکه هـایی اسـت که در آنها وزن بین لایه های شبکه، آموزش می بیند. به عبارت دیگر آموزش یافتن وزنها به مفهـوم حداقل نمودن گرادیان خطا خواهد بود. اما گاهی اوقات به دلیـل بزرگـی دامنـه تغییـرات سـیگنال ورودی شبکه تابع، فعالیت برخی از نورونها به اشـباع مـی رود و در نتیجـه، خروجـی ایـن دسـته از نورونها در مقدار اشباع خود قرار می گیرد و می تواند برای نورونهای لایه بعدی وضع مشابهی ایجـاد کند. با ادامه یافتن این وضع، شبکه در یک حالت پایدار قرار می گیرد که در چنین حالتی به دلیـل ثابت ماندن خروجی نورونها ، ادامه دادن آموزش فایده ای ندارد به عبارت دیگر در این حالت شـبکه گرفتار یک مینیمم محلی می شود. در چنین حالتی می توان شیب تابع فعالیـت نورونهـا را هماننـد

1 - Unipolar Sigmoid Function 2 - Bipolar Sigmoid Function Flexible Neural Networks -٣
٢١
فصل اولشبکههای عصبی

وزن پیوندها آموزش داد این عمل منجر به خاصیت جدیدی به نام" انعطاف پذیری" می گـردد کـه
در سال 1993 معرفی و امکان مدل سازی نورون مصنوعی بر اساس این ایده ارائه شد .[2]
این عمل باعث می گردد که تعداد دفعات آموزش شبکه به میزان قابل توجهی کاهش یابـد و بـه عبارت دیگر علاوه بر وزنها با آموزش شـیب تـابع ، سـرعت یـادگیری افـزایش مـی یابـد. همچنـین
نورونهایی که از اهمیت کمتری در شبکه برخوردارند،شیب تابع تبدیل بیـشتری را دارا م ی باش ند و
خروجی آنها سریعتر و با دامنه بیشتری از تغییرات همراه است، در نتیجه خطا سریع کاهش یافته و
خروجی شبکه با سرعت بیشتری به خروجی مطلوب نزدیک می شود.
همچنین می توان با آموزش وزنها و پارامترها در شبکه عصبی، انعطاف پذیری شـبکه را افـزایش داده و تعداد نورونها کمتری نسبت به حالت کلاسیک که در آن از توابـع سـیگموئید اسـتفاده شـده است، به دست آورد و بتوان نورونهایی را که پارامتر آنها بعد از یک دوره کامل آموزش خیلی کوچک شده است، حذف کرد و به تعداد کمتری نورون در لایه پنهان رسید و در نتیجه سرعت برنامـه بـالا خواهد بود.
توابع فعالیت مورد استفاده در این نوع شبکه به دو نوع زیر می باشند:
الف) تابع انعطاف پذیر تک قطبی(1(FUSF
(مقدارa به خاطر یک سویه بودن تابع تبدیل، بایستی مثبت باشد)
(20-1) a 2 f (x, a)  ( x a (1  e−2 که در آن ) x یا همان (net ورودی تابع و a، شیب منحنی تـابع، تغییـر مـی کنـد. فـضای تغییرات این تابع همیشه مثبت بوده و درجه غیر خطی بودن تابع به ازای x ≥ 0 توسـط مقـدار a مشخص میشود.
1 - Flexibility Unipolar Sigmoid Function
٢٢
فصل اولشبکههای عصبی

شکل 5-1 منحنی تغییرات تابع انعطاف پذیر تک قطبی نسبت به پارامتر a
ب- تابع انعطاف پذیر دو قطبی(FBSF) 1
(21-1) −2ax 1 − e g(x, a)  ( −2ax a(1  e این تابع همانند تابع تک قطبی، تغییرات a، باعث تغییرات نمودار تابع می گـردد، کـه بـه ازای
مقادیر a در محدوده a1 و− a1 به صورت غیر خطی تغییر خواهد یافت و به ازای سایر مقـادیر a بـه

سمت یک تابع خطی میل خواهد نمود. شکل 5-1 گویای این مطلب است.

شکل 6-1منحنی تغییرات تابع انعطاف پذیرد و قطبی نسبت به پارامتر a
ایده اصلی در شبکه عصبی انعطاف پذیر، آموزش پارامتر a موجود در توابع فعالیت نورونها عـلاوه
بر آموزش وزنها می باشد. روش آموزش وزنهـا مـشابه روش قبلـی مـی باشـد. بـا اسـتفاده از روش
گرادیان منفی در جهت حداقل نمودن تابع هزینه، نحوه آموزش پارامتر a به صورت زیر خواهد بـود.

1 - Flexibility Bipolar Sigmoid Function
٢٣
فصل اولشبکههای عصبی

تابع خطا یا هزینه در زیر آمده است. در این روش مانند روش قبلی ابتدا محاسبات الگـوریتم پـیش رو و سپس پس خور محاسبه خواهد شد.
2 1 (22-1) k∑(d(n) − o(n)) J  2 n1 تغییر پارامتر به صورت زیر توصیف خواهد شد: (23-1) ∂.J ∆a 3  −η 3 ∂a که در آن η  0 نرخ آموزش می باشد. 3 3 ∂J ∂.J (24-1) 03 ∂O −(D−O3), ∂J , ∂O .  3 3 3 3 3 ∂a ∂O ∂a ∂O ∂a که در آن o3 بیانگر بردار مشتق تابع خروجی نسبت به a 3 می باشد با توجه به روابط((23-1و (24-1) می توان رابطه زیر را نتیجه گرفت: (25-1) ∆a 3  η(D − O3 ).O3 به این ترتیب تغییر پارامتر a در لایه های دیگر به صورت زیر توصیف می شود: (26-1) ∂J ∆a 2  −η 2 ∂a (27-1) ∂O2 ∂net3 ∂O3 ∂J  ∂J . . . ∂a 2 ∂O2 ∂net3 ∂O3 ∂a2 (28-1) −(D−O3).O3.W3.O2 ∂J 2 ∂a که در آن O2 بیانگر بردار مشتق تابع خروجی لایه دوم نسبت به پارامتر a 2وO3 بیـانگر بـردار
مشتق تابع خروجی نسبت به ورودی آن لایه یا همان net3 می باشد.
با توجه به روابط بالا ∆a 2 به این صورت محاسبه می گردد:
∆a 2  η(D − O3 ).O3 .W3 .O2(29-1)
برای لایه اول می توان رابطه زیر را بیان نمود:
٢۴
فصل اولشبکههای عصبی

(30-1) ∂J ∆a 2  −η 1 ∂a مشابه روابط بالا این بار برای لایه اول، روابط به شکل زیر خواهند بود .
(31-1) ∂O1 ∂net 2 ∂O2 ∂net3 ∂O3 ∂J  ∂J . . . . . ∂a1 ∂O1 ∂net 2 ∂O2 ∂net3 ∂O3 ∂a1 در رابطه بالا O2 برابر با مشتق خروجی لایه دوم نـسبت بـه ورودی وزن دار آن لایـه یـا همـان
net2 و O1 ، مشتق خروجی لایه اول نسبت به پارامترa1 می باشد.
در نهایت مقدار ∆a1 به صورت زیر محاسبه می شود:
∆a1  η(D − O3 ).O3 .W3 .O2 .W 2 .O10(32-1)
بنابراین با توجه به این محاسبات تنظیم پارامترهـا در لایـه خروجـی و لایـه هـای پنهـان بـه
صورت زیر است:
ainew  aiold  ∆ai i 1,2,3(33-1)
در روابط بالا دقت شود که خروجی های دو لایه آخر نسبت به دو متغیر a و net مشتق گرفتـه شده است.
شبکه های عصبی طراحی شده در این پایان نامه، شبکه عصبی سه لایه MLP می باشد که در آن از روش آموزش پس انتشار خطا استفاده شده است ، که در فصل بعد روش طراحـی و همچنـین آموزش آن ارائه خواهد شد.
دامنه شبکه های عصبی مصنوعی بسیار متنوع شده است و هر یک در زمینه های خاصی کاربرد دارند. شبکه های عصبی که در حال حاضر بیشترین تحقیق بر روی آنها صورت می گیرد.
٢۵
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

فصل دوم
تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در
کاهش انگلهای دامی با استفاده از شبکههای
عصبی
٢۶
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

پیشگفتار:
در این فصل با استفاده از شبکه عصبی بر روی داده های آماری اداره دامپزشکی منطقه مغان استان اردبیل میزان موفقیت داروها قبل از تزریق داروی انگل کش به دامها بر اساس درصد وجود انگلها در دامها مورد بررسی قرار می گیرد.
1-2 )موضوع
مقاومت در مقابل انگل کش ها (AR) یک موضوع بسیار مهم درکشورهای پرورش
دهنده گوسفند، درجهان تلقی می شود.مطالعات در این زمینه به وسیله آزمایشهای
بالینی(کلینیکی) انجام می شود. شناسایی انگلهای مقاوم در مقابل انگل کشها بدون انجام آزمایشهای بالینی می تواند به دامداران کمک کند تا از درمانهای غیر موثر اجتناب کنند.
کنترل آلودگی گوسفندان به کرم روده ای نماتود در استان اردبیل عمدتا برمبنای استفاده از
انگل کش ها (AH) قرار دارد.[5] وضعیت AR دردشت مغان واقع در استان اردبیل به طرز بسیار ضعیفی مورد مطالعه قرار گرفته است. فقط دو مورد اساسی وجود دارد که نشان دهنده
حضور نماتودهای مقاوم در برابر بنزیمیدازول (BZD) می باشند.[6] مطالعه نتایجی ازنمونه مدفوع سه گله از گوسفندان به دست آمده است که دو گله از گوسفندان در دشت مغان، که
توسط تکنیک های ویتر، مورد مطالعه قرار گرفتند، و میزان AR ثبت شد. استفاده مکرر از
AH مستلزم اطلاعات لازم در زمینه خاصیت گروههای مختلف دارویی می باشد، هدف این
آزمایش، تعیین میزان شیوع نماتودهای مقاوم در برابر BZD از طریق کاهش شمار تخم
مدفوع((FECRT می باشد. دشت مغان درشمال غربی استان اردبیل واقع شده است. این
استان دارای آب و هوای نیمه مرطوب همراه با میزان بارش سالانه بین 415 و 1290 میلی-
متر با توجه به نوع منطقه، می باشد. پایین ترین حد دمای سالانه 26/6 سانتیگراد بوده
ومیزان رطوبت نسبی (PH) از 65 به %100 متغیر است (پایین ترین حد رطوبت نسبی %80
٢٧
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

است ) . دشت مغان به سه ناحیه تقسیم می شود، شمال غربی، جنوب و شرق. این سه منطقه دردشت مغان انتخاب شدند. چون این مناطق به طور مشترک 80 درصد از مجموع جمعیت گوسفندان استان اردبیل را درخود جای داده اند، به علاوه درصد قابل توجهی ازگله ها دراین نواحی 40) درصد ) دارای بیش از 40 راس گوسفند می باشند. وسرانجام ،60 درصد از گله
هایی که گوسفندان تحت آزمایش با AH را دراستان اردبیل در بر می گیرند درهمان سه
منطقه واقع شدهاند .[5]
شمارگله ها که با بیش از 40 رأس گوسفند درناحیه مطالعاتی گزارش شده از سوی انجمن پرورش دهندگان گوسفند ، 38 رأس بود. به همین منظور، این تصمیم اتخاذ گردید که همه
گله های با بیش از 40 رأس گوسفند درناحیه تحقیقاتی، مورد مطالعه قرار گیرند .[ 7]
(2-2 شیوه ها
شیوه ای که برای یافتن نماتودهای مقاوم در برابر AH دراین آزمایش اعمال شده،
تست کاهش شمار تخم مدفوع (FECRT)، می باشد. به همان روش که از سوی انجمن
جهانی توسعه انگل شناسی دامی (WAAVP) ارائه شده است .[15]
هیچ یک ازحیوانات آزمایش شده به مدت حداقل 8 هفته قبل از شروع مطالعه مورد درمان
AH قرار نگرفتند. درهر گله 40 رأس گوسفند (نر یا ماده )، با بیش از 6 ماه سن، از ناحیه
پشت، نمونه برداری ازنوع مدفوع می شوند. نمونه ها، با استفاده از تکنیک تغییریافته مک-
ماستر مورد آزمایش قرار می گیرند، که درآن یک تخم شمرده شده معادل 50 تخم برای
هرگرم از مدفوع به شمار می رود .(EPG) حیواناتی که بیش از EPG 150 نماتود تریکوسترونژیل می باشند، به طور راندوم به دو گروه 14 تا 15 راس تقسیم می شوند. روز بعد، حیوانات موجود درگروه 1، آلبندازول را از ناحیه دهان، درحدود 5 میلی گرم / کیلوگرم وزن بدن دریافت می کنند. گروه 2 به عنوان کنترل درمان نشده باقی می مانند. در هر مزرعه
٢٨
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

نمونه گیری شده، حیوانات در داخل آغل به مدت 16 ساعت قبل از درمان نگه داشته می شوند، در طول دوره درمان، هیچ غذایی به حیوانات داده نمی شود، این وضعیتی می باشد که کشاورزان جهت مشارکت دراین آزمایش به آن نیاز دارند.مقداری از نمونه مدفوع به دست آمده از هر دو گروه درمان شده و کنترل، به مدت 7 روز در دمای بالا و با هدف تولید لاروای عفونی تریکو سترونژیل، نگهداری می شوند. بعداز آن، لاروا با استفاده از تکنیک کوریچلی لای از مدفوع جدا می شود و تعیین لاروا برای هر پرورش حجیم، اعمال می شود.ده روز پس
ازاجرای درمان AH، نمونه های مدفوع هرگوسفند ازهمه حیوانات به دست می آید و برای
شمارش تخم مدفوع (FEC) با بهره گیری ازتکنیک مک ماستر مورد پردازش قرار می گیرد.
پایین ترین سطح FEC برای هرگروه درمان (EPGT) تعیین می شود و باگروه کنترل
درهمان گله مقایسه می گردد. کاهش درصد (R(%)) با استفاده از فرمول زیر تعیین می شود:
R(%)=[1-(EPGT/EPGC)]*100
میزان مقاومت طبق راهنمایی های WAAVP اعلام می شود.
(a هنگامی که (%) R بود، 95 بزرگتر است.
(b هنگامی که حد پایین فاصله اطمینان ( CI %95) %95 بود،%90 بزرگتر است.
فقط وجود یکی از این معیارها کافی است تا گله، مشکوک به مقاومت دربرابر بنزیمیدازول
باشد. گسترش گله های گوسفند با درصد زیادی از نماتودهای مقاوم در برابر BID و %95 CI
دراین نوع شیوع، برمبنای فرمولی که دربالا به آن اشاره شد محاسبه می گردد.
تحقیقات پرسشنامه ای درمیان صاحبان گله یا مدیران گله،درهنگام دومین نمونه گیری مدفوع از گوسفندان اعمال شده ،سپس اطلاعات زیر از این تحقیقات به دست می آید:
AH مورد استفاده قرار گرفته، فاصله مصرف، معیارهای انتخاب داروی AH، مایع HA و
چرخه آن.
٢٩
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

(3-2نتایج آزمایشهای بالینی
در این بخش از نتایج آمارهای موجود در اداره دامپزشکی منطقه مغان استان اردبیل
استفاده شد .[7]
تعداد مزرعه های بیش از 40 راس دام که خصوصیات مورد نیاز برای آزمایش درسه منطقه مذکور را داشتند به شرح زیر است: 13 مزرعه در پارس آباد دشت مغان، 22 مزرعه در بیله سوار دشت مغان و3 مزرعه در جعفر آباد دشت مغان.
جدول 1-2 پایین ترین سطح آماری EPG مربوط به گروه های درمان شده و کنترل و
همین طور R(%) و فواصل اطمینان (%95) را درگله های مورد تحقیق نشان می دهد.[7]
شیوع مقاومت دربرابر BZD در مزرعه های مورد مطالعه، % 15/8 (مزرعه + 11/6 %) ( n =6
95 CI %)، ونسبت مزرعه های مشکوک %23/7 (مزرعه (% 95 CI = + 13/3%) ( n = بود.
همه گلههایی که دارای گوسفندان دو رگه (سوفولک + پلی بی ) بودند یا مقاوم به BZD
تشخیص داده شدند یامشکوک به مقاومت دربرابر آن، وقتی که AR به حیوانات تزریق شد،
هامونکوس (Haemonchus) تنها ژنم GIN موجود در مدفوع گروههای مورد درمان بود.
پرورش مدفوع گروه های کنترل در آن گله های مقاوم،آمیخته ای از هامونکوس، تریکوسترونژیلوس و اروسوفاگوستوموم بود (جدول.(1-2 میانگین تخم برگرم فاسد شده،
درصد کاهش EPG و %95 فاصله زمانی قابل اعتماد بعد از درمان با دوز (5mg/kg) در 38
دسته در دشت مغان، اردبیل انجام شده است.
٣٠
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

جدول: 1-2 سطح آماری EPG گروههای تحت درمان و کنترل
Status 95%CI(%) EPG TREATED EPG CONTROLN FLOCK
reduction EPG N (%) susceptible 91-100 98 13 15 667 15 1
suspect 88-89 98 33 15 1373 15 2
resistant 84-98 94 55 14 885 13 3
resistant 04-91 71 214 14 747 15 4
resistant 33-99 92 100 15 1260 15 5
susceptible 100-100 100 0 15 1380 15 6
resistant 71-96 90 100 14 979 14 7
susceptible 97-100 100 7 15 1967 15 8
susceptible 100-100 100 0 15 467 15 9
susceptible 90-100 99 7 15 540 15 10
susceptible 100-100 100 0 15 607 15 11
resistant 77-88 93 53 15 786 14 12
suspect 87-99 97 20 15 733 15 13
suspect 83-99 96 20 15 553 15 14
suspect 78-100 97 13 15 493 15 15
susceptible 100-100 100 0 15 693 14 16
resistant 73-99 94 13 15 214 14 17
susceptible 100-100 100 0 14 2536 14 18
٣١
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی ادامه جدول 1-2 susceptible 97-100 100 7 15 2120 15 19 susceptible 97-100 99 13 15 2154 14 20 susceptible 97-100 100 7 15 1900 15 21 susceptible 92-100 99 7 15 720 15 22 suspect 87-99 97 20 15 740 15 23 suspect 87-100 98 13 15 827 15 24 susceptible 94-100 99 14 14 1057 14 25 susceptible 92-100 98 20 15 1213 15 26 susceptible 93-100 99 13 15 1520 15 27 susceptible 92-100 99 7 15 713 15 28 susceptible 94-100 99 7 15 853 15 29 susceptible 94-100 99 13 15 1007 15 30 susceptible 93-100 99 7 15 787 15 31 susceptible 95-100 99 7 15 1067 15 32 suspect 82-99 96 20 15 533 15 33 susceptible 90-100 99 7 14 593 14 34 susceptible 95-100 99 7 15 1027 15 35 suspect 86-100 98 13 15 767 15 36 suspect 80-100 98 20 15 827 15 37 susceptible 94-100 99 13 15 1027 15 38 ٣٢
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

جدول 2-2درصدلارو آلوده در 38 دسته از گروههای کنترل و تحت بررسی در دشت مغان اردبیل
Status Treated(%) Control FLOCK
O T H O T H SUS - - 100 16 22 62 1
SUS - 27.28 72.72 28 - 72 2
RES - - 100 16 14 80 3
RES - - 100 14 16 70 4
RES - - 100 4 28 68 5
SUS - - 100 6 22 72 6
RES - - 100 - - 100 7
SUS - - 100 - 22 78 8
SUS - 27.28 72072 - 14 86 9
SUS - - NL - 34.79 65021 10
SUS - 50 50 12 4 84 11
RES - - 100 10 4 86 12
S - - NL 2 6 92 13
S - - 100 6.68 6.66 96.66 14
S - - NL 5.89 11.76 82.35 15
SUS - 100 - - 40.48 59.52 16
RES - - 100 - 9.53 90.47 17
SUS - - NL 19.57 17.39 63.04 18
SUS - - 100 16 - 84 19
SUS - 33.34 66.66 16 20 64 20
SUS - - NL 7.70 - 92.30 21
SUS - - NL - 24 76 22
S - - 100 10 4 86 23
S - - 100 4.47 19.04 76.19 24
٣٣
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

ادامه جدول 2-2 SUS - - NL 18 20 62 25
SUS - - NL - 22 78 26
SUS - - 100 15.22 - 84.78 27
SUS - - NL 5 2.50 72.50 28
SUS - - NL 24 - 76 29
SUS - - NL 28 16 56 30
SUS - - 100 - 27.59 72.41 31
SUS - 33.34 66.66 12 24 64 32
S - - 100 2 20 78 33
SUS - - NL 11.12 5.55 83.33 34
SUS - - 100 - 8 92 35
S - - NL 12 24 64 36
S - - 100 10 24 66 37
SUS - 40 60 26 12 62 38
4-2 )تحقیق پرسشنامه ای [8]
تحقیق پرسشنامه ای که برای اولین بار تشریح شد، شامل فعالیت های مدیریتی AH
است که صاحبان گله دشت مغان دررابطه با حیوانات خود اعمال می کنند. اکثریت گله های
گوسفند که دراین تحقیق مورد بررسی قرار گرفتند (%89/5) از سوی صاحبان خود به عنوان نوع دوم فعالیت های تولید دام تلقی می شوند. کمتر از %10 مزرعه داران ، گوسفندان را به عنوان منبع اصلی در آمد دامداران مورد نظر قرار می دهند. اندازه متوسط گله درمزارع
٣۴
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

مورد تحقیق 75/7 راس گوسفند بود. همه گله ها دارای نر و ماده های تازه متولد شده یا گوسفندان درحال رشد، در شرایط و مزارع مشابه بودند. درصد زیادی از مزرعه داران 73/7) )گوسفندان خود را تحت شرایط خاصی غذا داده و شب ها در آغل نگه می داشتند. و درصد زیاد دیگر نیز حیوانات خود را با سیستم های طولانی مدت، تولید و نگه داری می کردند.
%81/7 ازگله های مورد مطالعه متشکل از گوسفندان پلی بوی (گوسفند پشمی ) و %18/3
از گوسفندان دورگه (پلی بوی ×سوفولک )بودند.
صاحبان گله، استفاده ازچهار گروه از AH را چنین گزارش دادند: لاکتونهای چرخ
بلند (%47/4) (ML)، (%39/5) BZD، اوامیزول (%10/5) و کلو سانتل (سلی سیلانیلید) .(%2/6) از 38 گله مورد مطالعه، 20 مزرعه دار (%52/6) در فواصل متغیر، 1 مزرعه دار
(% 2/6) با بهره گیری از زمان از قبل تعیین شده و 17 مزرعه دار (%44/8) برمبنای علائم
بالینی (حیواناتی با موی پرپشت، بدنی لاغر) گوسفندان خود را تحت درمان قراردادند. و AH
عمدتا برمبنای سهولت اجرای آنها %57/9) )، سپس برمبنای قیمت (%26/3) ودر آ خر بر
مبنای توصیه دامپزشک (%15/8) انتخاب می شد. داروهای AH بیشتر از طریق سنجش بینائی محاسبه می گردید . (%97/4 ) وزن حقیقی بود. فقط %13/2 از صاحبان گله هر دو ماه یکبار و % 2/6 هرسه ماه یکبار دارو رابه حیوان تزریق می کردند. اکثریت دامداران (%71)
هر6 ماه یکبار %7/9 دامداران هر 8 ماه یکبار دارو را به حیوان می خوراندند. چرخه دارو هر
12 ماه یکبار و در 31/6 درصد ازاین گله ها اعمال می شد. اما تعداد زیادی از دامداران
( %52/6) داروی AH را بین 24 تا 36 ماه تغییر می دادند. (یعنی نوع داروی AH را عوض
کردند. ) فقط یک کشاورز گروه داروی AH رادر هردوره درمان عوض می کرد و %13/2از
دامداران نشان دادند که هرگز گروه دارویی AH را عوض نمی کنند.
٣۵
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

5-2 )پیاده سازی داده های جمع آوری شده با استفاده از شبکه عصبی
شبکه های عصبی به عنوان شبکه های تخمین گر جهانی می توانند برای مدل سازی رفتار های طبیعی به کار روند. همچنین شبکه های عصبی در دسته بندی داده ها کاربرد وسیعی دارند.
به دلایلی شبکه های عصبی را به عنوان ابزاری برای کار خود انتخاب کردیم.در این پایان نامه یک
شبکه عصبی سه لایه MLP برای آشکار سازی انگلهای مقاوم در برابر انگل کشها ارائه شده است.
ما می خواهیم با استفاده از آزمایش اول بالینی، طبق جدول 2-2 ، با استفاده از شبکه عصبی،
پیش بینی کنیم که آیا تزریق دارو روی دام مورد نظر موثر خواهد بود یا نه ؟ که در این صورت
اگر توانستیم پیش بینی کنیم، اولا به تزریق بیهوده دست نخواهیم زد ثانیا به آزمایش دوم نیاز
نخواهیم داشت.
داده های جمع آوری شده:
-1سه نوع لارو (تخم انگل ) به نامهای H,T,O
-2 نسبت کاهش EPG
جدول شماره 3-3 تمام داده هایی که از طریق آزمایش بالینی (از آزمایش اول) یک گروه دام ها در منطقه مغان به دست آمده است نشان می دهد.لازم به ذکر است در تکمیل جدول ارائه شده توسط دامپزشکان، مراحل انجام کار به این صورت بوده که باید مطمئن شویم در 8
هفته قبل به دامها AH داده نشده است. در هر گله N گوسفند انتخاب می کنیم که بیش از
6 ماه سن دارند.دام ها با بیش از EPG 150 (تخم بر گرم)به طور رندم به دو گروه تقسیم
می شود. داروی BZD به گروه یک تزریق می شود ولی گروه دو بدون تزریق باقی می ماند.
بعد از هفت روز از هر دو گروه دوباره نمونه گیری می شود و سپس شمارش تخم ها روی آنها
انجام می گیرد. داده های ثبت شده در اینجا با استفاده از آزمایش FECRT به دست
٣۶
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

آمده اند که توسط انجمن جهانی دامپزشکان (WAAVP) تایید شده است و بر مبنای
استانداردهای (WAAVP عدد بزرگتر از (R) 98که در قسمت EPG reduction می باشد و به معنی پاسخ به داروست. که ارزش تزریق به دام مورد نظر را دارد و کوچکتر از مقدار فوق به معنی پیش بینی برای عدم تزریق می باشد. در شبکه عصبی پاسخ به دارو1، و عدم پاسخ، خروجی صفر دارد.
٣٧
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

جدول : 3-2 نشان دهنده درصد وجود انگلهای H,T,O در دامهای مورد آزمایش قبل از
طزریق دارو و همچنین بعد از طزریق دارو
٣٨
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

شبکه عصبی مورد استفاده در این پایان نامه یک شبکه عـصبی سـه لایـهMLP پـیش رو می باشد که یک لایه در ورودی و یک لایه میانی و یک لایه در خروجی قرار گرفتـه اسـت به طوری که چهار نورون در لایه میانی و یک نورون در پایه خروجی قـرار دارد .شـکل 1-2
ساختاراین شبکه را نشان می دهد.

شکل :1-2 ساختارشبکه عصبی طراحی شده
در آموزش این شبکه ازداده های جدول شماره 3-2 به عنوان ورودی و خروجـی کـه بـا استفاده از آزمایش بالینی به دست آمده است استفاده کـردیم.بـرای شـبیه سـازی شـبکه عصبی از مطلب 6,5 بهره جسته ایم که روش آمـوزش از نـوع پـس انتـشار خطـا بـوده و
برای-یادگیری شبکه عصبی از دستور یادگیری newff استفاده شده است . [9]
34 ردیف از 38 ردیف این جدول را به عنوان داده های آموزش استفاده نمودیم تـا ضـرایب وزن و بایاس را پیدا کرده و از ضرایب وزن و بایاس به دست آمده برای تست چهار ردیـف از داده هایی که به عنوان داده های تـست در آمـوزش شـبکه از آنهـا اسـتفاده نکـردیم ، از شبکه جواب قابل قبول گرفته شد.این شبکه با روش آمـوزش پـس انتـشار خطـا وبـا انتخـاب
تعداد دفعات آموزش 300 بار epoch آموزش دیده شده است و خطا بـه حـداقل رسـیده است.
٣٩
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

نتایج این شبیه سازی برای این شبکه طبق شکل شماره 2-2 برای 300 بار تعداد دفعـات آموزش آمده است

شکل 2-2 کاهش خطا در حین شبیه سازی بعد از این که شبکه کا ملا آموزش داده شد، ضرایب وزن و بایـاس بـه صـورت زیـر حاصـل گردید :
W=[20/8274
17/6941 -25/3639 -4/8856 30/6564 -118/1918 -65/5309 43/8998 -60/2949
۴٠
فصل دوم تشخیص میزان موفقیت داروهای HPT در کاهش انگل های دامی با استفاده از شبکههای عصبی

145/4259
106/9770
-15/0551
-20/7781
5/2695
29/3341
-0/9800]:
U=[117/1778 142/0364 106/856982/6105 92/8707];
بعد از تعیین ضرایب وزن و بایاس برای اطمینان از کارکرد شبکه ، چهار ردیف آخر جدول 3-2 را که به عنوان داده های تست در نظر گرفته بودیم در شبکه تست نمودیم و نتایج تست طبق جدول زیر به دست آمد، و این صحت کارکرد شبکه را با حداقل خطا به ما نشان می دهد.
جدول 4-2 نتایج شبیه سازی برای داده های تست

0.0000
چگونگی پیاده سازی سخت افزاری شبکه طراحی شده، با استفاده از FPGA در فصل بعد به تفصیل ارایه می گردد.
۴١
فصل سومروش پیاده سازی شبکه عصبی با استفاده از FPGA

فصل سوم
روش پیاده سازی شبکه عصبی با
استفاده از FPGA
۴٢
فصل سومروش پیاده سازی شبکه عصبی با استفاده از FPGA

پیشگفتار:
در این فصل ابتدا مقدمه ای از FPGA بیان شده و در آن ساختار کلی FPGA تشریح شده است و امتیاز آن با سایر آی سی های دیجیتالی ، مورد بحث قرار گرفته و در ادامه روش پیاده
سازی شبکه عصبی طراحی و آموزش دیده شده در فصل پیش، روی FPGA ارائه شده است.
(1-3 مقدمه ای بر [10,11, 16,17] FPGA
طراحی مدارات دیجیتال با استفاده آی سی های 1 SSI و مدارهای مجتمع به صورت
MSI انجام می شد. این آسی ها بر روی یک برد قرار می گیرند و اتصالات بین آنها با استفاده
ازسیمهای تک رشته ای صورت می گیرد. همچنین سوئیچ ها و LED ها و دیگر قطعات جانبی به ورودی ها و خروجی ها متصل می شوند و برای اطمینان از صحت کارکرد مدار تست می شوند. اما در این نوع طراحی ها همواره مشکلات زیر به چشم می خورد.

MS Thesis

-1-3-3 روش جاروی فرکانسی30
-2-3-3 روش ولتاژ ضربه31
-3-3-3 مزایا و معایب روش جاروی فرکانسی و ولتاژ ضربه31
-4-3 انواع روشها برای مقایسه نتایج حاصل از اندازه گیریها32
-5-3 مراحل پیشرفت روش تابع تبدیل برای پایش ترانسفورماتورها36
-1-5-3 تابع تبدیل برای آزمایش ترانسفورماتورهای بزرگ36
-2-5-3 تابع تبدیل برای پایش38
-1-2-5-3 تابع تبدیل برای پایش به صورت همزمان با بهرهبرداری و در حالت خروج از مدار39
-2-2-5-3 تابع تبدیل به عنوان یک روش تشخیص عیب مقایسهای39
-6-3 عوامل کلیذی موثر بر اندازه گیری های 41FRA
فهرست مطالب

عنوان مطالبشماره صفحه
-1-6-3 تاثیر مقدار امپدانس موازی 41................................
-2-6-3 تاثیر بو شینگهای فشار قوی 43................................
-3-6-3 تاثیر اتصال نقطه خنثی سیم پیچ فشار قوی 44................................
-4-6-3 تاثیر سیمهای رابط اندازه گیری 45................................
-7-3 دقت پردازش سیگنال در روش زمانی 47................................
-1-7-3 فرکانس نمونه برداری 47................................
-2-7-3 مدت زمان نمونه برداری 48................................
-3-7-3 تبدیل آنالوگ به دیجیتال 50................................
-4 انواع روشهای مدلسازی ترانسفورماتورها51
-1-4 روشهای مدلسازی جعبه سیاه52
-2-4 بررسی روشهای مدلسازی فیزیکی53
-1-2-4 مدل خط انتقال چند فازه54
-2-2-4 مدل مشروح 55................................
-1-2-2-4 مدلسازی براساس اندوکتانسهای خودی و متقابل 56................................
-3-4 مدل هایبرید 62................................
-4-4 انتخاب مدل مناسب برای مانیتورینگ63
-5 مدل فرکانس بالای سیم پیچ ترانسفور ماتور65
-1-5 مدل ترانسفور ماتوربر پایه ساختار فیزیکی سیم پیچ 66................................
-2-5 مدل مشروح ترانسفور ماتور68
-1-2-5 محاسبه ظرفیتهای الکتریکی 69................................
-1-1-2-5 تخمین ظرفیت طولی یک سیمپیچ بشقابی واژگون71
-2-1-2-5 تخمین ظرفیت الکتریکی بین دو سیمپیچ و یا بین یک سیمپیچ و زمین 74................................
-2-2-5 محاسبه اندوکتانسهای خودی و متقابل75
-1-2-2-5 محاسبه اندوکتانس متقابل 76................................
-2-2-2-5 محاسبه اندوکتانس خودی77
-3-2-5 محاسبه مقاومتهای عایقی موازی78
-4-2-5 محاسبه مقاومتهای اهمی سری79
فهرست مطالب

عنوان مطالبشماره صفحه
-6 نتایج شبیه سازی انواع عیوب ترانسفور ماتور81
-1-6 بررسی جابجائی محوری سیم پیچها نسبت بهم83
-2-6 نتایج آنالیز حساسیت توابع تبدیل نسبت به تغییر شکل شعاعی 88..................................
-3-6 تاثیر اتصال کوتاه بین حلقه ها روی پارمترهای مدل مشروح92
-7 تشخیص نوع عیوب ترانسفورماتوربه کمک شبکه عصبی95
-1-7 استخراج ویژگیها97
-2-7 شبکه های عصبی مصنوعی98
-1-2-7 ساختار شبکه های عصبی 99................................
-2-2-7 شبکه های عصبی پرسپترون چند لایه100
-3-7 بکار گیری شبکه عصبی جهت شناسائی نوع عیب ترانسفور ماتور102
-8 نتیجهگیری و پیشنهادات108
منابع111
چکیده انگلیسی116
فهرست جداول

عنوانشماره صفحه
جدول -1-3 فرکانس fmax که در آن طیف یک ولتاژ ضربه صاعقه استاندارد در نویز لبریز میشود، به
صورت تابعی از تفکیکپذیری مبدل 50(A/D)
جدول -1-6 تغییرات فرکانسهای تشدید در اثر جابجائی محوری سیمپیچ87
جدول -2-6 تغییرات فرکانسهای تشدید در اثر تغییر شکل شعاعی سیمپیچ91
جدول -1-7 انواع حالتهای خطا و کد خروجی شبکه برای آن نوع خطا 103................................
جدول -2-7 بردار ورودی متناسب با نوع خطای مربوطه جهت آزمایش103
جدول -3-7 داده های خروجی شبکه و کد خطای مربوطه103
جدول 4-7 بردار ورودی 3 ×16 متناظر بانوع خطای مربوطه جهت آزمایش 105.................................
جدول -5-7 بردار خروجی شبکه ونوع خطای مربوطه 106................................
فهرست شکلها

عنوانشماره صفحه
شکل -1-2 ارتباط بخشهای مختلف یک سیستم پایش18
شکل -2-2 ساختار مدیریت بهربرداری19
شکل -3-2 نتایج آماری از انواع عیبهای مرسوم در ترانسفورماتور23
شکل -1-3 ترانسفورماتور بصورت شبکه دو قطبی خطی27
شکل -2-3 اندازه گیری تابع انتقال در حوزه فرکانس29
شکل -3-3 اندازه گیری تابع انتقال در حوزه زمان29
شکل -4-3 مدار اندازه گیری تابع انتقال در روش جاروی فرکانس30
شکل -5-3 روشهای مختلف مقایسه توابع انتقال33
شکل -6-3 مقایسه بین فازها برای ترانسفورماتور34
شکل -7-3 مقایسه بین فازها برای ترانسفورماتور با ثانویه زیگزاگ35
شکل -8-3 اثر مقاومت شنت روی پاسخ فرکانسی تا 4210MHZ
شکل -9-3 اندازه گیریهای FRAدر بالا وپایین بوشینگ44
شکل -10-3 اثر وضعیت نقطه خنثی در اندازه گیریها( دردو حالت شناور و زمین شده).45
شکل -11-3 مقایسه اثرسیمهای رابط کوتاه و بلند در اندازه گیریها تا 4610MHZ
شکل -1-4 نمایش ترانسفورماتور به صورت یک چهار قطبی52
شکل -2-4 مدل یک ترانسفورماتور تشکیل شده از یک سیمپیچ بشقابی و یک سیمپیچ لایهای
براساس اندوکتانسهای خودی و متقابل58
شکل -1-5 ساختار فیزیکی سیم پیچی دیسکی ترانسفورماتور ومدل هر دیسک از آن67
شکل -2-5 مدل مداری معادل هر دیسک RLC) معادل).. 68
شکل (a -3-5 زوج دیسک واژگون، (b زوج دیسک درهم70
شکل -4-5 نمایش ظرفیتهای بین بشقابها و پتانسیل زمین و یا سیمپیچ مجاور71
شکل -5-5 توزیع ظرفیتهای الکتریکی در یک سیمپیچ بشقابی واژگون71
شکل -6-5 لایه های مختلف عایقی بین دو سیمپیچ75
شکل -7-5 دو حلقه موازی76
شکل -8-5 تعریف پارامترهای یک حلقه77
فهرست شکلها

عنوانشماره صفحه
شکل -1-6 مدار بررسی شده با شرایط پایانههای سیمپیچ فشارقوی و سیمپیچ فشارضعیف84
شکل -2-6 تأثیرات تغییرات جابجائی محوری سیمپیچها روی پارامترهای مدل مشروح84
شکل -3-6 مقایسه نتایج شبیه سازی حالت سالم و معیوب توابع تبدیل ولتاژ خروجی نسبت به ولتاژ
ورودی در حوزه زمان ، به منظور بررسی توابع تبدیل نسبت به جابجائی محوری85
شکل -4-6 مقایسه نتایج شبیه سازی حالت سالم و معیوب توابع تبدیل ولتاژخروجی نسبت به ولتاژ
ورودی در حوزه فرکانس ، به منظور بررسی حساسیت نسبت به جابجائی محوری86
شکل -5-6 نما از بالای سیمپیچ فشارقوی (HV) تغییر شکل یافته و سیمپیچ فشارضعیف((LV در اثر
نیروی مکانیکی شعاعی در چهار جهت88
شکل -6-6 تأثیرات تغییرات مکانیکی سیمپیچها روی پارامترهای مدل مشروح دررابطه با تغییر شکل
مکانیکی89
شکل -7-6 اثر ماتریس اندوکتانس روی توابع تبدیل جریان زمین نسبت به ولتاژ ورودی در خصوص
تغییر شکل شعاعی89
شکل -8-6 مقایسه نتایج محاسبات توابع تبدیل ولتاژ خروجی به ولتاژ ورودی در حوزه زمان، به
منظور بررسی حساسیت توابع تبدیل نسبت به تغییر شکل مکانیکی شعاعی سیم پیچ90
شکل -9-6 مقایسه نتایج محاسبات توابع تبدیل ولتاژ انتقالی حوزه فرکانس در ، به منظور بررسی
حساسیت توابع تبدیل نسبت به تغییر شکل مکانیکی شعاعی سیم پیچ90
شکل -10-6 درنظرگرفتن اتصال کوتاه بین حلقهها در مدل مشروح93
شکل -11-6 تابع تبدیل ولتاژ انتقالی برای یک اتصال کوتاه بین انشعابهای 22و9323
شکل -12-6 تأثیر اتصال کوتاه بین حلقههای73 و 74 سیمپیچ روی تابع تبدیل ولتاژ انتقالی94
شکل -1-7 مراحل عیب یابی ترانسفورماتور96
شکل -2-7 مراحل محاسبه ویژگی زمانی98
شکل -3-7 ساختار و ارتباطات نرون99
شکل -4-7 فرم ساده شبکه پرسپترون با دو لایه میانی 101................................
شکل -5-7 نمودار دو بعدی کلاسهای تشخیص داده شده توسط شبکه 104................................
شکل -6-7 متوسط مجذور خطا برای داده های آموزشی106
چکیده
ترانسفورماتورها به تعداد زیاد در شبکههـای بـرق بـرای انتقـال و توزیـع انـرژی الکتریکـی در
مسافتهای طولانی مورد استفادهقرارمیگیرند.قابلیت اطمینان ترانسفوماتورها در این میان نقشی اساسی
در تغذیه مطمئن انرژی برق بازی میکند. بنابراین شناسائی هر چه سریعترعیبهای رخ داده در داخـل
یک ترانسفورماتورضروری به نظر می رسد.یکیازچنین عیبهائی که به سختی قابـل تـشخیص اسـت،
تغییرات مکانیکی در ساختار سیمپیچهای ترانسفورماتور است. اندازهگیـری تـابع تبـدیل تنهـا روش
کارامدی است که در حال حاضـر بـرای شناسـائی ایـن عیـب معرفـی شـده و بحـث روز محققـین
میباشد.استفاده روش مذکور با محدودیتها و مشکلاتی روبرو می باشـد کـه تـشخیص انـواع عیـوب
مختلف را به روشهای متداول و مرسوم محدود ساخته اسـت.از ایـن رو امـروزه تحقیقـات بـر روی
استفاده از الگوریتمها و روشهای هوشمندی متمرکز شده است که بتواند یـک تفکیـک پـذیری نـسبتا
خوبی بین انـواع عیـوب و صـدمات وارده بـه ترانـسفورماتور را فـراهم سـازد. در ایـن پایـان نامـه
سیمپیچهای ترانسفورماتور به منظورپایش با روش تابع تبدیل مطالعه و شبیهسازی شدهاند. برای ایـن
کار مدل مشروح سیمپیچها مورد استفاده قرار گرفته و نشان داده شده که این مدل قادر به شبیهسـازی
عیبهائی (اتصال کوتاه بین حلقهها، جابجائی محوری وتغییر شکل شعاعی) است که توسط روش تابع
تبدیل قابل شناسائی میباشند. شبیهسازیهای مربوطه توسط مدل مشروح نشان میدهند که بـه کمـک
این مدل میتوان به طور رضایتبخش توابع تبدیل محاسبه شده در محدوده از چند کیلـوهرتز تـا یـک
١
مگاهرتز را ارائه نمود. این مدل مشخصههای اساسی توابع تبدیل (فرکانسهای تـشدید و دامنـههـا در
فرکانسهای تشدید) را به طور صحیح نتیجه میدهد. مقادیر عناصر مدار معادل از روی ابعـاد هندسـی
سیمپیچها و ساختار عایقی مجموعه محاسبه میشوند. با محاسبه و تخمین این مقادیر در حالتهائی که
تغییراتی در ساختار سیمپیچ بوجود آمده اند، اثرات عیبهای مکانیکی در مـدل درنظرگرفتـه شـدهانـد.
دقت مدل مشروح علاوه بر تعداد عناصر آن به دقت محاسبات پارامترهای آن نیز بستگی دارد. ارتباط
بین عیبهای بررسی شده (اتصال کوتاه بین حلقـههـا، جابجـائی محـوری و تغییـر شـکل شـعاعی) و
تغییرات ناشی از آنها در توابع تبدیل به خوبی توسـط مـدل نتیجـه مـیشـوند. تغییـر نـسبی مقـادیر
فرکانسهای تشدید در حوزه فرکانس وزمان فرونشست1 درحوزه زمان در یک تابع تبـدیل بـه عنـوان
معیار تغییرات در تابع تبدیل در اثر یک عیب مورد اسـتفاده قـرار گرفتـهانـد. ارزیـابی توابـع تبـدیل
محاسبه شده برای شناسایی عیب، به کمک توابع تبدیل گوناگون تعریف شـده درمقـالات مختلـف ،
منجر به حصول نتایج زیر شدهاند:
•نتایج محاسبات تغییرات یکسانی را در توابع تبدیل در اثر هر کدام از عیبهای فوقالذکر نشان
میدهند.
•نتایج محاسبات در خصوص آنالیز حساسیت جابجائی محوری نشان میدهد که اثـر جابجـائی
محوری روی تابع تبدیل در محدوده فرکانسی بالاتر از 100 کیلوهرتز به طورواضح بیشتر ازمحـدوده
کمتر از 100 کیلوهرتز میباشد.

1 Setteling Time
٢
نتایج محاسبات برای آنالیز تغییر شکل شعاعی سیم پیچ نشان می دهد که تغییر شکل شعاعی روی کل محدوده فرکانسی تابع تبدیل تأثیر تقریباً یکسانی می گذارد.
بعضی از فرکانسهای تشدید در یک تابع تبدیل درمقایسه با سایر فرکانـسهای تـشدید در اثـر
بروز یک عیب حساستر میباشند.
برای بدست آوردن نتایج بیشتر در مورد وابستگیهای بین مدل مشروح و تغییرات محاسـبه شـده
در توابع در اثریک عیب، اثرات پارامترهای مدل روی توابع تبدیل بـه طـور مجـزا بررسـی و تحلیـل
شدهاند. این تحلیلها نشان میدهند که:
تغییرات ظرفیتهای خازنی بـین دو سـیمپـیچ در اثـر جابجـائی محـوری قابـل چـشم پوشـی میباشند.
تغییرات توابع تبدیل در اثر تغییر شکل شعاعی عمدتاً از تغییرات ظرفیتهـا ناشـی مـیشـوند. درنظرگرفتن تغییرات اندوکتانسها در اینحالت ضروری نمیباشند.
چشم پوشیهای فوق باعث کاهش قابل ملاحظهای در زمان محاسـباتی مـیشـوند و اعمـال آنهـا
درپایش ترانسفورماتورها مفید است.
٣
مقدمه
از آنجائیکه قدرت شبکههای برق همواره در حال افزایش بوده و بایـستی تاحـد ممکـن تغذیـه
انرژی برق مطمئن انجام شود، بالا بودن قابلیت اطمینان، طول عمروکیفیت تکتک عناصر وتجهیزات
موجود در شبکه ضروری است. ترانسفورماتورهای مـرتبط کننـده سـطوح ولتـاژمختلف درشـبکه از
مهمترین عناصر شبکهاند که خروج از مدار آنها به قابلیت اطمینان توزیـع انـرژی آسـیب جـدی وارد
کردهو باعثهدررفتن هزینه زیادی میشود. برای افزایش قابلیت اطمینان تغذیه انرژی برق، شناسـایی
سریع عیبهای رخ داده در ترانسفورماتورها الزامی میباشد. بر این اساس در پا یان نامـه مـذکور ابتـدا
مقدمه ای بر روشهای مختلف عیب یابی وپایش ترانسفورماتورهای قدرت بیان شده است.در ادامه در
فصل سوم،روش آنالیز پاسخ فرکانسی به عنوان روش جدید در عیبیابی ترانسفورماتورهـا معرفـی و
اصول و مبانی آن تشریح میگردد.به منظور تحلیل انواع عیوب متداول وارده به ترانسفور مـاتور (کـه
معمولا در حالت کار عادی برای ترانسفور ماتور قدرت اتفاق می افتد)سـیم پـیچترانـسفور مـاتور بـا
روش تابع تبدیل مطالعه و شبیه سـازی شـده اسـت.ایـن مطالعـه بـا تمرکـز بـر روی مـدل مـشروح
ترانسفورماتور انجام پذیرفته است که جزئیات آن در فصول چهارو پنج ارائـه شـده انـد.فـصل شـش
نتایج حاصل از شبیه سازی یک ترانسفورماتور قدرت30MVA, 63/20 kV را نشان مـی دهـد و
حالتهای مختلف صدمات فیزیکی ترانسفورماتور و اثرات آن بر روی تابع انتقال را مورد بررسی قـرار
میدهد. نتایج حاصل از شبیه سازیها ، این امکان را فراهم ساخته است تا الگوهای مناسبی متنـاظر بـا
۴
خطاها و عیوب مختلف ترانسفورماتور استخراج گـردد. نهایتـا در فـصل هفـت یـک شـبکه عـصبی
هوشمند ارائه شده است که می تواند با استفاده از الگوهـای اسـتخراج شـده مـذکور ، یـک راهکـار
مناسب برای تشخیص دقیق و مطمئن از خطای وارد شده بدست دهد.
۵
فصل 1
کلیات
۶
-1-1 پیشینه موضوع
وظیفه یک سیستم تشخیص عیب مدرن این است کـه بـا تعیـین وضـعیت کـار ترانـسفورماتور،
استفاده بهینه آنرا با درنظرگرفتن قدرت انتقالی و مدت کارکرد تضمین کند، بدون آنکه قابلیت اطمینان
ترانسفورماتور تحت تأثیر قرار گیرد. برای انجام این کـار روشـهای مختلفـی همچونپـایش حرارتـی،
تجزیه و تحلیل گازهای حل شده در روغن، اندازهگیریهای تخلیه جزئی (الکتریکی، صـوتی)، تحلیـل
تابع تبدیل، اندازهگیری ولتاژ بازگشتی و غیره مورد بررسی و تحقیق قرار گرفتهاند. هـر کـدام از ایـن
روشها دارای خواص خصوص به خود بوده و قادر به شناسائی نوع به خصوصی از عیب مـیباشـند.
روش تابع تبدیل امروزه برای تشخیص تغییرات مکانیکی در سیمپیچ مورد بحث میباشد. تحقیقـات
عملی نشان میدهند که جابجائی محوری و تغییر شکل شعاعی سیمپیچها روی توابع تبدیل تأثیر مـی
گذارند .[4] بایستی با انجام تحقیقات بیشتر مشخص کرد که تا چه اندازهای میتوان چنین عیبهائی را
تشخیص داده و محل بروز آنهارا تخمین زد. روش تابع تبـدیل یـک روش مقایـسهای اسـت، یعنـی
اندازهگیریهای جدید را باید با اندازهگیریهای مرجعی در کنار هم قرار داد. کنتـرل مـنظم تـابع تبـدیل
پایش2 پیوستهای را امکان پذیر میسازد که میتوان به تغییرات بوجود آمده در کارکرد ترانـسفورماتور
به موقع پی برد. اگر انحرافات قابل ملاحظهای در نتایج اندازهگیریها مشاهده شد، باید این انحرافـات
را مورد بررسی و تحلیل قرار داد که آیا ممکن است عیبی رخ داده باشد. همچنین اگر عیبی روی داده
است، آیا میتوان نوع و محل آنرا برآورد کرد.

2 Monitoring
٧
-2-1 وضعیت کنونی موضوع
تا به امروز روش تابع تبدیل برای ترانسفورماتورها در حالت کلی به کمـک نتـایج انـدازهگیـری
انجام شده است. به منظور تقویت روشهای اندازهگیری توصیف شده و تحقیق نظـری رفتارفرکانـسی
ترانسفوماتورها، شبیهسازی سیمپیچهای ترانسفورماتور ضروری است.
مدلسازی ساختار پیچیدهای مثل قسمت فعال ترانسفورماتورها یک مصالحه بین هزینه محاسبات
و دقت آنها را میطلبد. تعداد عناصر قابل تعریف در مدل و لذا دقت مدلسازی محدود است. درمیان
روشهای زیاد مدلسازی، مدلهای زیر بیشتر مطرح میباشند:
مدلهای جعبه سیاه (Black-Box)
مدلهای فیزیکی:
(1 مدل خط انتقال n فازه
(2 مدل مشروح:
الف) مدلسازی بر پایه اندوکتانسهای خودی و متقابل
ب) مدلسازی بر اساس اندوکتانسهای نشتی
ج) مدلسازی به کمک اصل دوگانی
د) مدلسازی با استفاده از تحلیل میدانهای الکترومغناطیسی
- مدل هایبرید:
٨
ترکیبی از مدلهای فیزیکی و جعبه سیاه
برای مدلسازی تغییرات بوجود آمده در سیمپیچها، مدلهای جعبه سیاه مناسـب نمـیباشـند. زیـرا
برای چنین مدلسازی بایستی وابستگی بین قطبها و صفرهای سیستم و ساختار سیمپیچ ترانسفورماتور
معلوم باشد. در حالی که مدل جعبه سیاه از روی نتایج اندازهگیری شده در پایانههای ترانـسفورماتور
ساخته میشود.
در مدلسازی فیزیکی، ابعاد هندسی سیمپیچهـا بـرای توصـیف محاسـباتی ترانـسفورماتور مـورد
استفاده قرارمیگیرند. مدلهای فیزیکی که به صورت مدار معادل میباشـند، در محـدوده مشخـصی از
حوزه فرکانسی معتبر میباشند .[5]
با مدلسازی سیمپیچها به صورت یک مدار RLCM (مدل مشروح) مـیتـوان مقـادیر جریانهـا و
ولتاژها را توسط نرم افزارهای مرسوم برای حل مدارهای الکتریکی (به عنوان مثـال 3ATP، Pspice،
...) محاسبه کرد. بر خلاف مدل خط انتقال چند فازه، میتوان توسط مدل مـشروح پدیـدههـای غیـر
خطی (هیسترزیس، اشباع) و وابسته به فرکـانس (تلفـات جریانهـای فوکـو، تلفـات عـایقی) را وارد
محاسبه کرد. علاوه بر این بهکارگیری مدل مشروح نـشان داده اسـت کـه سـاختارهای سـیمپیچهـای
پیچیدهتر با تعداد سیمپیچهای بیشتر را میتوان تا حد قابل قبولی شبیهسازی نمود.
با توجه به مطالعات انجام شده در [6] دیده میشود که از میان مدلهای مشروح ذکر شـده، مـدل
متکی براندوکتانسهای خودی و متقابل سادهتر و مفیدتر میباشد. گرچه ممکن است نتوان عناصر مدار

3 Alternative Transients Program
٩
معادل را کاملاً دقیـق تعیـین کـرد، بیـشتر شـبیهسـازیهای انجـام شـده توسـط ایـن مـدل محاسـبات
رضایتبخشی را نتیجه دادهاند. بنابراین مدل مشروح متکی براندوکتانـسهای خـودی و متقابـل در ایـن
پایان نامه مورد توجه قرار گرفته است.
-3-1 هدف پروژه
نیاز روز افزون به انرژی برق ساخت ترانسفورماتورهای با قدرت و ولتاژ بالاتر را ایجاب میکند.
مسائل مربوط به چنـین ترانـسفورماتورهائی همچـون اطمینـان کـارکرد، وزن بـالای حمـل ونقـل و
نیازمنـدی بـه مـواد بیـشتر یکپـایش کامـل از ترانـسفوماتورها را ضـروری مـیکنـد تـا بتـوان ایـن
ترانسفورماتورهای گران قیمت را از بروز صدمات شدید محافظت کرده و هزینههای ناشی از آنهـا را
تاحد ممکن پائین نگاه داشت. به ویژه اینکه میتوان صدمات وارد برسـیمپیچهـای ترانـسفورماتور را
بوسیله روش تابع تبدیل شناسائی کرد. برای اینکه از آزمایشهای عملی پرهزینه اجتناب شود میتـوان
از نتایج شبیهسازیهای کامپیوتری برای بدسـت آوردن اطلاعـات مـوردنظر لازم اسـتفاده نمـود. ایـن
اطلاعات را میتوان برای هر کدام از اهداف زیر مورد استفاده قرار داد:
• اگر هیچگونه نتیجه اندازهگیری از ترانسفورماتور در حالت سالم موجـود نباشـد، مـیتـوان
نتایج محاسباتی را به عنوان مرجع برای مقایسه با نتایج اندازهگیری جدید مورد اسـتفاده قـرار
داد.
١٠
• میتوان اثرات عیبهای شناخته شده روی توابـع تبـدیل را بـه کمـک شـبیهسـازیها بررسـی
وتحلیل کرد.
• با استفاده از آموزش شبکه عصبی هوشمند میتوان نوع عیب را در یک ترانسفورماتور
معیوب تعیین کرد.
برای حصول این اهداف، کارهای زیر به ترتیب انجام داده شدهاند:
شبیهسازی سیمپیچهای ترانسفورماتور درحالت سالم برای ارزیابی دقت مدل.
مدلسازی یک سیمپیچ که بین چند حلقه آن اتصال کوتاه شده، به منظـور تعیـین تغییـرات ناشی از اتصال کوتاه.
محاسبه توابع تبدیل یک ترانسفورماتور که دو سیمپیچ آن را مـیتـوان نـسبت بـه هـم در جهت محوری جابجا کرد. بوسیله این محاسبات حساسیت اثر جابجائی محوری روی توابـع تبدیل مورد تحلیل قرار گرفته و همچنین تغییرات توابع تبدیل و پارامترهـای مـدل مطالعـه و بررسی شدهاند.
تعیین اثرات تغییر شکل شعاعی روی توابـع تبـدیل و پارامترهـای مـدل بـه کمـک نتـایج شبیهسازیها.
استخراج ویژگیها و پارامترهای مناسب و مرتبط با عیوب مختلف به منظور آمـوزش شـبکه عصبی هوشمند
١١
فصل 2
مفاهیم کلی عیب یابی و حفاظت
ترانسفورماتور
١٢
ترانسفورماتورهای بزرگ به عنوان عناصر ارتباطی بین نیروگاهها وشبکههای توزیع انرژی یا بین
شبکهها با سطوح ولتاژمختلف مورد استفاده قرارمیگیرند تا انرژی الکتریکی به طور اقتصادی توزیـع
شود. لذا همواره در دسترس و سالم بودن آنها پایه و اساس یک توزیع انرژی مطمئن میباشد.
با افزایش تواناییهای سیستمهای اندازهگیری و کامپیوترها و پیـشرفت نـرم افزارهـای کـامپیوتری
بهبود روشهای تشخیص عیب نیز امکان پذیر میشود. به عنوان نمونهای از آن میتوان بـه محاسـبه و
تحلیل تابع تبدیل از روی سیگنالهای گذرائی کـه در طـول بهـرهبـرداری و عملکـرد ترانـسفورماتور
اندازهگیری میشوند اشاره کرد. این تابع تبدیل دربرگیرنده اطلاعاتی از وضعیت داخل ترانسفورماتور
میباشد. وجود اختلاف بین توابع تبدیل اندازهگیری شده در زمانهـای مختلـف نـشان دهنـده وجـود
تغییراتی در ساختار ترانسفورماتور میباشد که میتوانند باعث عملکرد نامطلوب ترانسفورماتورشوند.
در حال حاضر روش قابل اطمینانی وجود ندارد که بتوان توسط آن خطاهای مکانیکی و تغییـرات در
ساختار سیمپیچهای ترانسفورماتور را تشخیص داد. چنین خطاهایی میتوانند بـه عنـوان مثـال تغییـر
شکل مکانیکی و جابجائی سیمپیچها باشند کـه در اثـر نیروهـای وارده بـر سـیمپـیچ در اثـر اتـصال
کوتاههای رخ داده در نزدیکی ترانسفورماتور ایجاد میشوند. تغییر شکل و یـا جابجـائی سـیمپیچهـا
باعث تغییر در ظرفیتها واندوکتانسهای ترانسفورماتور میشود. بنابراین محاسبات تـابع تبـدیل روش
مناسبی برای شناسایی چنین عیبهایی میباشد. با ترکیب نتـایج حاصـل از روشـهای تـشخیص عیـب
١٣
گوناگون میتوان قابلیت اطمینان سیستمهای پایش1 ترانسفورماتورها(عیـب یـابی) را بـه میـزان قابـل
توجهی افزایش داد.
-1-2 اهداف کلی پایش ترانسفورماتورها
پایش ترانسفورماتورها با گذشت زمان تکامل یافته و با پیشرفت صنعت وتکنولوژی انتظارات از
سیستمهای پایش نیز افزایش یافتهاند. با مطالعات انجام یافته میتوان اهداف زیر را برای یک سیـستم
تشخیص عیب نتیجه گیری کرد :[7]
اهداف اجتماعی:
کاهش خطرات و صدمات در محیط زیست با شناخت به موقع عیبهایی که خود به خود به وجود آمده اند،
بدست آوردن اطلاعات فنی با انجام عملیات آگاهانه برای پیشگیری ازافزایش عیب،
افزایش ایمنی کارکنان سیستم،
کاهش اضطراب ونگرانی کارکنان سیستم.
اهداف اقتصادی:
کاهش هزینههای کارکرد توسط مراقبت منظم و دقیق،
کاهش تعداد کارکنان مراقبت،

1 Monitoring
١۴
کاهش هزینههای خروج از مدار با برنامهریزی بهتر قطع مدار برای مراقبت،
برنامهریزی صحیح برای جایگزینی عنصر نو با توجه به شناخت وضعیت عنصر موجود در شبکه (تخمین میزان عمر باقیمانده عنصر موجود).
اهداف فنی:
بهینهسازی عملکرد عنصر و سیستم با توجه به شناخت بارگذاریهای موجود روی عنـصر و شبکه،
بدست آوردن رفتار عیبهای مختلف به طور مجزا از طریق سیستم تشخیص عیب پیوسته،
بدست آوردن اطلاعات کمی در مورد نحوه تغییر ورفتار کمیتهای قابل اندازهگیری مشخص
مشخص کردن وابستگیهای بین کمیات قابل انـدازهگیـری و فواصـل زمـانی مناسـب بـین اندازهگیریها.
در حقیقت وظیفه اصلی سیستم پایش ترانسفورماتور ها،آشکار سـازی علائـم اولیـه یـک عیـب
جدید به وجود آمده در ترانسفورماتور می باشد. لذا چنین سیستمی مانع توسـعه عیبهـای کوچـک و
ایجاد عیبهای بزرگ شده و به افزایش عمر ترانسفورماتور کمک می نماید. یک خطا یـا عیـب بـزرگ
ممکن است باعث انفجار یا آتش سوزی شده و منجر به صدمات جانی و مالی جبران ناپذیری گردد.
همچنین با بکارگیری یک سیستم تشخیص عیب،خروج از مدارهای مربوط به حفاظت ،غیر ضروری
شده و لذا دسترس پذیری ترانسفورماتور افزایش می یابد. گذشته از اینها تشخیص عمـر باقیمانـده و
برنامه ریزی مناسب بارگذاری ونیز امکان اضافه بارگذاری ترانسفورماتور میسر می شود.
١۵
یک سیستم تشخیص عیب و پایش ترانسفورماتورها باید بتواند پارامترهای مهم و مشخص برای
توصیف رفتار حرارتی، الکتریکی و مکانیکی را ثبت کرده و با دادههای معمولی همچون مـدت زمـان
عملکرد، منحنی بار بر حسب زمان، وضعیت تپ چنجر، دامنههای جریانهـای اتـصال کوتـاه و غیـره
ارتباط دهد. علاوه بر این انتظار می رود که توسط یک سیستم پایش بتوان عملکـرد ترانـسفورماتوررا
از نظر اقتصادی بهبود داد. برای تحلیل اقتـصادی بایـستی هزینـه کـل طـول عمـر ترانـسفورماتور را
درنظرگرفت. هزینه کل طول عمر ترانسفورماتور مجموعی از هزینههای زیر میباشد :[2]
هزینههای تهیه و نصب
هزینههای مراقبتهای برنامهریزی شده
هزینههای تعمیر
هزینههای معمولی بهرهبرداری
هزینههای خروج از مدار
هزینههای مربوط به دور انداختن ترانسفورماتور از کارافتاده در محیط زیست
با تدابیر مختلفی تلاش میشود که این هزینهها بهینه شود. به خصوص در ارتباط با تجهیزاتی که
روی آنها سرمایه گذاری زیاد انجام میشود، پایش و ارزیابی عایقی میتواند بیشتر مثمر ثمر باشد.
– 2-2 ساختار کلی سیستم پایش
همانطور که ذکر شد با سیستم تشخیص وضعیت داخلی ترانسفورماتور مـی تـوان دسـترس پـذیری و عمـر
ترانسفورماتور را افزایش داد، خروج از مدار آن را کاهش داد، از تعمیر های گران قیمت پرهیز کرد و ایمنـی
١۶
کارکنان را افزایش داد. جمع آوری و ثبت پیوسته کمیات و سیگنالهای مهم می تواند به دو صـورت همزمـان
با بهره برداری و یا موقع خروج از مدار انجام شود. در روش همزمان بـا بهـره بـرداری، ترانـسفورماتور در
حین بهره برداری در پست و نیروگاه مورد آزمایش قرار می گیرد و با دسترسی به اطلاعات لازم بـه بررسـی
وضعیت ترانسفورماتور بدون اختلال در انتقال انرژی صورت می گیرد، ایـن روش در حـال حاضـر جایگـاه
ویژه ای پیدا کرده است. در حالیکه منظور از روش پایش موقـع خـروج از مـدار، انـدازه گیـری و آزمـایش
ترانسفورماتور و اجزاء آن در هنگام عدم اتصال آن به شبکه از نظر الکتریکی است. این نوع آزمـایش ممکـن
است در آزمایشگاه یا در سایت به هنگام خارج بودن ترانسفورماتور از سرویس انجام شود. بـا توجـه بـه در
دسترس بودن کلیه پایانه های ترانسفورماتور و عدم بروز خطرات فشار قوی پیاده سازی این روش ساده تـر
است. از مرحله جمع آوری و ثبت کمیات تا مرحله ارزیابی و تخمین وضعیت داخلـی ترانـسفورماتور و در
نهایت تصمیم گیری برای انجام عملیات مناسب، ممکن است مراحل میانی مختلفی لازم شود. جزئیات کلیـه
این مراحل ونیز جوانب و روشهای تشخیص عیب امروزه با علاقه زیادی از طرف محققین مطالعه و بررسـی
می شوند.[8] در بیشتر قسمتهای یک سیستم عیب یابی تجربه نقش بسیار مهمی را بـازی مـی کنـد. تحلیـل
داده های ثبت شده و حصول یک تصمیم مناسب نیازمند یک سری داده های تجربی از عملیات پیشین است.
شکل( (1-2 قسمتهای مختلف یک سیستم پایش را نشان میدهد. ابتدا بایستی کلیه داده ها و سیگنالهای قابل
اندازه گیری و دسترس پذیر جمع آوری شوند. این داده ها عمدتا توسـط مـدلهای مناسـب بـه پارامترهـایی
تبدیل می شوند که تحلیل آنها و ابراز نظر در خصوص آنها راحتترمی باشد. این پارامترها بـه همـراه مقـادیر
مرزی و آستانه ای کمیاب و نیز اطلاعات جمع آوری شده از شرایط کار عادی ترانسفورماتور در طول بهـره
برداری، برای تجزیه و تحلیل وضعیت داخلی ترانسفورماتور لازم می باشند. بعـد از تکمیـل کلیـه اطلاعـات
١٧

دانلود پایان نامه ارشد- مقاله تحقیق

 برای دانلود فایل کامل به سایت منبع مراجعه کنید  : homatez.com

یا برای دیدن قسمت های دیگر این موضوع در سایت ما کلمه کلیدی را وارد کنید :

 

ممکن قابل حصول، ارزیابی حالت و وضعیت کیفی دستگاه به کمک روشهای هوشمند همچون شبکه عصبی
و بررسی تغییرات به وجود آمده در کمیات انجام می شود. سپس بـا لحـاظ کـردن اولویـت هـای مـد نظـر
اپراتور، محدودیت های موجود در شبکه قدرت و پیش آمد خطرات محتمل سعی می شود که یـک تـصمیم
نهایی اتخاذ گردد.

شکل (1-2) ارتباط بخشهای مختلف یک سیستم پایش [9]
از آنجاییکه همواره داده های زیادی جمع آوری میشوند، به عنوان مثال حتی وضعیت موجودی انبار، ذخیره
کردن همه داده های مربوط به یک عنصر در یک بانک داده در فواصل زمانی مـشخص ضـروری مـیباشـد.
شکل((2-2 طرحی از مدیریت بهره برداری را نشان میدهد. همانگونه که از این شکل بر میآیـد، داده هـای
حاصل از پایش به صورت همزمان با بهره برداری مهم میباشند، در مدیریت بهـرهبـرداری نقـش بـازی مـی
کنند. بسته به میزان اهمیت یک کمیت یا سیگنال بخصوص در تـشخیص وضـعیت ترانـسفورماتور و هزینـه
١٨
های مربوط به پایش به صورت همزمان با بهره برداری و موقع خروج از مدار مـی تـوان در خـصوص نـوع
جمعآوری داده ها تصمیم گرفت. به عنوان مثال امروزه پایش حرارتی، به صورت همزمان با بهـره بـرداری و
تـشخیص عیـب سـیمپـیچ هـا بـا اسـتفاده از تـابع تبـدیل، موقـع خـروج از مـدار تـرجیح داده مـیشـوند.

شکل (2-2) ساختار مدیریت بهرهبرداری
لازم به ذکر است که علاوه بر تقسیم بندی سیستم پایش به دو نوع به صورت همزمان با بهره برداری و موقع
خروج از مدار، محققین یک نوع تقسیم بندی دیگر را نیز برای سیستم تشخیص عیب عنـوان مـیکننـد. ایـن
نوع تقسیمبندی در حقیقت به اجزاء مختلف سیستم پایش ارتباط داشته و بـر اسـاس ماهیـت سـیگنال و یـا
کمیت اندازه گیری تنظیم میگردد.
١٩
3-2 روشهای مختلف تشخیص عیب
از آنجاییکه داخل یک ترانسفورماتور قدرت مواد مختلف با خواص کاملا متفـاوتی همچـون آهـن، روغـن،
کاغذ، مس و ... وجود داشته و متعلقات گوناگونی مثل تپ چنجر، بوشـینگ و ... بـه آن اضـافه مـیشـوند،
پدیده های مختلفی از جمله مکانیکی، الکتریکی،شیمیایی، حرارتی و مغناطیسی در عملکرد آن نقش داشته و
در نتیجه امکان وقوع انواع مختلفی از عیوب در ترانسفورماتور وجود دارد. یـک سیـستم پـایش جـامع بایـد
بتواند این عیوب با ماهیت های مختلف را جداگانه تشخیص داده و حتـی میـزان عیـب را مـشخص نمایـد.
روش تشخیص هر نوع عیب به ماهیت آن عیب بستگی داشته و لذا روشهای مختلفی در سیستم پایش وجود
دارندکه از ترکیب آنها یک سیستم جامع تشخیص عیب حاصـل مـی شـود. گرچـه ایـن روشـها کـه توسـط
محققین توسعه یافتهاند، کاملا متنوع میباشند[10]،ولی آنها را می توان به صورت زیر در شش روش جا داد:
-1 اندازه گیری و آنالیز پاسخ فرکانسی2
-2 اندازه گیری و آنالیز تخلیه جزئی3
-3 تجزیهو تحلیل گازهای حل شده در روغن4
-4 اندازهگیری حرارتی5
-5 تحلیل پاسخ دی الکتریک6
-6 پایش متعلقات ترانسفورماتور7

2 . Frequency response analysis 3 . Partial discharge analysis 4 . Dissolved gas in oil analysis 5 .Thermal measuring 6 .Dielectric response analysis 7 .Accessories monitoring
٢٠
در هر کدام از این روشها، جهت حصول نتایج مناسب، ابزار نظری و عملی مختلفـی همچـون سیـستم هـای
خبره، شبکه های عصبی و مدلسازی مورد استفاده قرار گرفته اند. در حقیقت روشهای هوشمند نقش مـوثری
در تکمیل سیستم پایش داشته و روز به روز بر اهمیت آنها در سیستم تشخیص عیب افزوده میشود.
لازم به ذکر است که بعضی از روشهای تشخیص وضعیت ترانسفورماتور میتوانند هم بـه طـور همزمـان بـا
بهره برداری و هم موقع خروج از مدار انجام شوند. در این صورت هـر چنـد مـدار آزمـایش در دو حالـت
متفاوت است اما اصول اندازه گیری مشترک است. با رشد و پیشرفت تکنولـوژی بـالاخص در زمینـه پـایش
کامپیوتری پارامترهای زیادی از ترانسفورماتور، امکانپذیر است. ولی هزینه بالای چنین پایشی را باید در نظر
گرفت. لذا انجام یک مصالحه و تعادل بین عملیات مورد نظر سیستم پایش و هزینه ومیزان قابلیـت اطمینـان
آن ضروری میباشد. انجام چنین مصالحهای بایستی بـر اسـاس آمـار عیبهـای روی داده و ترانـسفورماتورها
ونتیجه نهایی این عیوب باشد.
4-2 عیوب مرسوم در ترانسفورماتورها
اگر بخواهیم یک تقسیم بندی ساده از عیوب ممکن ترانسفورماتورها داشته باشیم، می توانیم آنهـا را بـا سـه
نوع زیر ذکر کنیم: [9]
-1 عیوبی کهدر اثر هر نوع شکست الکتریکی بین قسمتهای مختلف داخلترانسفورماتور نتیجه میشوند.
-2 عیوبی که در اثر هر گونه افزایش دمای داخلی بوجود میایند.
-3 عیوبی که در اثر هر نوع تنش مکانیکی روی میدهند.
در واقع میتوان گفت که امکان ممانعت از رشد عیب برای دو نوع اول عیـوب فـوق الـذکر همـواره وجـود
داشتهوباپایش صحیح می توان از گسترش عیب جلوگیری کرد. در حالیکه وجود عیب نوع سوم ممکن است
٢١
پایان عمرترانسفورماتور تلقی شود.تقسیم بندی ظریفتر عیوب توسط محققین مختلف انجام شده اسـت.از آن
جمله میتوان به تقسیم بندی زیر اشاره کرد: [10]
-1 عیب هسته
-2 عیب سیم پیچها
-3 نقص در عملکرد تپ چنجر
-4 اشکال در مخزن و روغن
-5 عیب در پایانه ها
-6 نقص در متعلقات
برای حصول یک سیستم تشخیص عیب با هزینه کم درنظرگرفتن نتایج آماری عیبهای مرسوم در
ترانسفورماتورها مفید خواهد بود. شکل (3-2) یکی از چنین نتایجی را در مورد میزان انواع عیبها در
ترانسفورماتور نشان میدهد. دیده میشودکه در حدود %41 عیبها در تپ چنجر ترانـسفورماتور روی
میدهند. درصورتیکه تپ چنجر جزءمتعلقات ترانسفورماتور محـسوب مـیشـود، عیـب مربـوط بـه
متعلقات %53 خواهـد شـد.در حالیکـه عیبهـایی کـه در سـیمپیچهـا روی مـیدهنـد در حـدود %19
میباشند.بر اساس این نتایج آماری می توان عنوان کرد که مهمترین قسمتهای که باید مـانیتور شـوند،
سیمپیچ ها، عایقاصلی و تپچنجر میباشند. این نتایج در انتخاب پارامترهای مؤثر در سیـستم پـایش
قابل استفاده می باشند.
٢٢
نصب وراهاندازی
%12

تجهیزات جانبی
%12
تپ چنجر
%41
تانک و روغن
%13
هسته
%3

پیچها
%19
شکل -3-2 نتیجه آماری از انواع عیبهای مرسوم درترانسفورماتور[10]
در یک کار تحقیقاتی دیگر [12] چند نوع عیب در ترانسفورماتورهایی کـه ولتاژشـان بـین 88 و
765 کیلوولت و قدرتشان بین 20 و 800 مگاولـت آمپـر قـرار دارنـد مـورد بررسـی و مطالعـه قـرار
گرفتهاند. تحلیل نتایج نشان میدهد که عیبهای رخ داده در ترانـسفورماتورهای کوچـک بـا پیرشـدن
ترانسفورماتور در ارتباط میباشند. در ترانسفورماتورهای متوسط اغلـب عیبهـا در تـپ چنجـر روی
میدهند. در ترانسفورماتورهای بزرگ ناهماهنگی عایقی دلیل اصلی عیبهایی است که در اولـین سـال
کارکرد ترانسفورماتور رخ میدهند.تقسیم بندی عیوب به همراه میزان بروز آنهـا ،در ایـن مرجـع بـه
صورت زیر می باشد:
-1 خطاهای حاصله در اثر ولتاژهای صاعقه وکلید زنی،%12
-2 عیوب مربوط به هسته،%16
-3 نقص تپ چنجر،%23
٢٣
-4 خطاهای حاصله در اثر اتصال کوتاه های مختلف،%8
-5 عیوب ناشی از پیری ترانسفورماتور،%30
-6 سایر عیوب،%11
بر اساس این نتایج، پیری ترانسفورماتورو تپ چنجر مهمتـرین عیـوب بـوده و خطـای هـسته و
عیوب ناشی از ولتاژهای بالا در رده دوم قرار دارند.
٢۴
فصل 3
اصول ومبانی روش آنالیز پاسخ فرکانسی
25
از یک ترانسفورماتور ممکن است در طول بهره برداری جریان های اتصال کوتاه شدیدی ناشی از خطا هـای
مختلف شبکه قدرت عبور نماید. نیروهای ناشی از این جریان ها بسته به شدت خطا قادر به جابجـایی و یـا
تغییرشکل مکانیکی سیمپیچها میباشند.درعمل استحکام مکانیکی عایق هـا افـزایش مـییابـد. حمـل و نقـل
ترانسفورماتور نیز عامل دیگر ایجاد خطاهای مکانیکی در داخل آن می باشد.[13]با این وجود در بیشتر حالت
ها جابجایی و یا تغییـر شـکل مکـانیکی سـیم پیچهـا مـانع انتقـال انـرژی نـشده و باعـث خـروج از مـدار
ترانسفورماتور نمیشود. اما این خطر وجود خواهد داشت که ضربه مکانیکی وارده به عایق سیم پـیچ باعـث
فشردگی یا سـاییدگی آن شـده و در نهایـت باعـث یـک شکـست عـایقی در اثـر اضـافه ولتاژهـای بعـدی
گردد.بنابراین شناسایی جابجاییو خطاهای مختلف سیم پیچها به کمک آزمایـشهای مناسـب اهمیـت زیـادی
دارد. با انجام چنین آزمایشهایی نیاز به باز کردن ترانسفورماتور و بازرسی داخل آن (که پر هزینه و زمـان بـر
است) نمیباشد. معروفترین این آزمایشها روش اندازهگیـری و تحلیـل پاسـخ فرکانـسی (FRA) کـه روش
اندازه گیری تابع تبدیل (TF) نیز نامیده می شود، میباشد. جزئیات کامل این روش در این فصل مورد بحث
و بررسی قرار میگیرد.
1-3 روشهای مختلف شناسایی عیبهای مکانیکی
همانگونه که ذکر شد، استحکام مکانیکی ترانسفورماتورها مخصوصا موقع حمل و نقل و یا به وقوع پیوستن
اتصال کوتاه کاهش مییابد.برای تشخیص عیب تغییر شکل و یا جابجایی سیمپیچها ونیز اتـصال کوتـاه بـین
حلقه ها در سیم پیچها ، به صورت همزمان با بهرهبرداری و یا موقع خروج از مدار ترانسفورماتور روشـهای
مختلفی مورد استفاده قرار میگیرند. از مهمترین این روشها میتوان به موارد زیر اشاره کرد:
26
-1 اندازه گیری تغییرات امپدانس در فرکانس قدرت
-2 اندازه گیری نسبت تبدیل
-3 آزمایش ضربه فشار ضعیف((LVI
-4 اندازهگیری و ارزیابی تابع تبدیل
کار تحقیقاتی مرجع [14] نشان می دهد کـه روش تـابع تبـدیل حـساسترین روش بـرای تـشخیص عیبهـای
مکانیکی در سیمپیچ بوده و روشهای اندازه گیری دیگر حـساسیت کـافی بـرای آشـکارسـازی جابجاییهـای
کوچک سیمپیچرا ندارد.از اینرو تابع تبدیل از میان روشهای فوق جایگاه ویـژه ای در سیـستم پـایش جهـت
تشخیص عیوب مکانیکی پیدا کرده است.
-2-3 تئوری روش آنالیز پاسخ فرکانسی[15]
اساس روش transfer function، تئوری شبکه دو قطبی میباشد.

شکل(.(1-3ترانسفور ماتور بصورت شبکه دو قطبی خطی
دراین مدل، ترانسفورماتورها بصورت یک شبکه خطی، مختلط وپسیو میباشند. این تئوری، امکان
اعمال یک ورودی و بدست آوردن خروجیهای متفاوت را میدهد. (شکل(.((1-3هرسیگنال خروجی تعریف
شده (ولتاژهای خروجی UAV وجریانهای خروجی IAV و(V=1..n یک تابع بصورت زیر تولید میکند:
27
(1-3) A,u ( f ) U : توابع انتقال ولتاژ Au,V ( f )  TF E ( f ) U (2-3) A,u ( f ) I Ai,V ( f )  TF :توابع ادمیتانس E ( f ) U FFT1ولتاژهای خروجی : UAV(f) FFT جریانهای خروجی : IA,v(f) FFT ولتاژ ورودی : UE (f) نکته قابل توجه آن است که حساسیت توابع تبدیل بـه تغییـرات وعیـوب واقـع شـده در ترانـسفورماتورهـا
متفاوت می باشد و برخی از آنها نسبت به دیگری قابلیتهای آشکار سازی بیشتری دارند.
3-3 روش اندازهگیری تابع انتقال درترانسفورماتورها [15]
بدست آوردن تابع انتقال ترانسفورماتور هم با اعمال پالس ضربه وانـدازه گیـری خروجـی وهـم بـا اعمـال
ورودیهای سینوسی با فرکانسهای مختلف، امکانپذیر است. تعیین تابع انتقال با اعمـال سینوسـی هـای تـک
فرکانس، بصورتی که در شکل (2-3) مشاهده میشـود، انجـام مـیگیـرد. فرکـانس ولتـاژ ورودی سینوسـی
میتواند در یک رنج وسیع فرکانسی تغییرکند. با اندازهگیری خروجی میتوان تابع انتقـال مخـتلط را بدسـت
آورد. (بصورت دامنه و فاز). این روش، "روش جاروی فرکانسی" نامیده می شود.
بااعمال یک تک پالس واندازه گیری خروجی هم میتوان تابع انتقال را مطابق آنچـه در شـکل (3-3) نـشان
داده شده است، بدست آورد. بدین صورت که ترانسفورماتور بوسیله یک ولتاژ ضربه (معمـولا بـین 100 تـا
2000 ولت) تحریک میشود. سپس ورودیهاوخروجیهای گذرا اندازهگیری شده و آنالیز میشوند. طیف

1 .Fast Fourier Transform
28

شکل((2-3اندازه گیری تابع انتقال در حوزه فرکانس
فرکانسی سیگنالهای اندازهگیری شده درحوزه زمـان، بوسـیله FFT محاسـبه شـده و از تقـسیم خروجـی بـر
ورودی، تابع انتقال درحوزه فرکانس بدست میآید. معمولاً ایـن روش،"ولتاژضـربه پـایین" نـام دارد.شـرح
کاملتر روشهای فوق در اندازه گیری تابع انتقال ، در ادامه بیان شده است.

شکل((3-3اندازه گیری تابع انتقال در حوزه زمان
29
-1-3-3 روش جاروی فرکانسی( SFM) 2
دراین روش که به آن روش جاروی فرکانسی نیز گفته میشود، یک موج سینوسی با فرکانس مشخص در
رنج وسیعی از فرکانس که قبلا تنظیم شده، توسط دستگاهی به نامNetwork Analyzer به سیمپیچ اعمـال و
خروجی حاصل از آن اندازه گیری میشود.به علت ساختار دستگاه، در هر بار اندازهگیری فقط یک تابع انتقال
قابل محاسبه میباشد. مدار اندازهگیری دراین روش، درشکل((4-3 نشان داده شده اسـت.S سـیگنال ترزیـق
شده ،R وT به ترتیب اندازهگیریهای مرجع و تست میباشند. Zs امپدانس منبع و ZT امپدانس سیمپیچ تحـت
تست است که امپدانس منبع Network Analyzer معمولاً 50Ω می باشد. مدت زمانی کـه Analyzer بـرای
جاروی فرکانس در رنج فرکانسی مورد نظر نیاز دارد، به میزان فیلترینگ اعمال شده بستگی دارد. معمولاً این
زمان ازکمی کمتر از یک دقیقه تا حدود چند دقیقه متغیراست. در این حالت، نتیجـه انـدازهگیـری بـصورت
دامنه یا فاز قابل بیان میباشد. باتوجه به شکل (4-3) دامنه و فاز بصورت زیر بیان میگردند.

شکل((4-3مدار اندازه گیری تابع انتقال در روش جاروی فرکانس (3-3) K  20log10 (T / R) ϕ  tan−1(T R)
2 .Sweep Frequency Method
30
در رابطه (3-3) ، K و ϕ بترتیب معرف دامنه و فاز تابع تبدیل می باشند.همچنین T وR نیز بترتیـب بیـانگر
سیگنال اندازه گیری شده و سیگنال ورودی اعمال شده می باشند.[4]
-2-3-3 روش ولتاژ ضربه(LVI) 3
در این روش یک ولتاژ ضربه با مشخصات مناسب، بطوریکه بتواند در یـک محـدوده وسـیع فرکـانس،
قطبهای سیستم را به نوسان وادارد، به یکی از ترمینالهای ترانسفورماتور اعمـال مـیگـردد. همزمـان، جریـان
عبوری از این ترمینال یا ولتاژ ترمینال دیگر و یا جریان هر سیمپیچدیگری بـه عنـوان خروجـی انـدازهگیـری
میشود. در اندازهگیریهای ولتاژ کم، دامنه ضربه معمولاً بین 100-2000 ولت میباشد. پهنای باند ورودی هم
تا حد ممکن باید بزرگ باشد. مقادیر متداول برای ضربه ورودی، زمان پیـشانی 200ns تـا 1μs و نـیم زمـان
پشت 40μs تا 200μs میباشند.[16] سیگنالهای اندازهگیری شده در حوزه زمـان، بعـداز فیلترشـدن ونمونـه
برداری به صورت دادههایی در حوزه زمان ذخیره میشوند. سپس به حوزه فرکانس منتقل شده ،تـابع انتقـال
ترانسفورماتور محاسبه میگردد.
-3-3-3 مزایا و معایب روشهای LVI وSFM
روش LVI دارای معایب زیر میباشد[17]
دقت فرکانسی ثابت.این امر موجب مشکل شدن آشکارسازی خطاها در فرکانسهای پایین میشود.
فیلتر کردن نویز سفید مشکل است.
تجهیزات اندازهگیری متعدد موردنیاز است (فانکشن ژنراتور،اسکوپ دیجیتال).

3 . Low Voltage Impulse
31
روش LVI دارای مزایای مهمی میباشد.
توابع انتقال مختلف (تابع ادمیتانس،تابع ولتاژ و... )میتوانند بطور همزمان اندازهگیری شوند.
زمان مورد نیاز برای هر بار اندازهگیری حدود یک دقیقه میباشد.
روش SFM دارای معایب اساسی زیر است
در هر بار اندازهگیری، فقط یک تابع انتقال قابل اندازهگیری است.
زمان موردنیاز برای هر بار اندازهگیری معمولاً چند دقیقه به طول می انجامد.
روش SFM دارای مزایای زیر میباشد.
نسبت سیگنال به نویز بالا( بخاطر فیلترینگ نویز سفید بوسیله .(Network Analyzer
یک محدوده وسیع فرکانسی میتواند اسکن شود.
دقت فرکانسی خوب در فرکانسهای پایین. همچنین دقت فرکانس میتواند متناسب با محدوده فرکانس
اندازهگیری تغییر کند.
+ فقط یک دستگاه اندازهگیری مورد نیاز است(.(Network Analyzer
-4-3 انـــواع روشـــها بـــرای مقایـــسه نتـــایج حاصـــل از
اندازهگیریها[18]
پس از اندازهگیری و انجام محاسبات، نهایتا تابع انتقال بصورت دامنه یا فاز بـر حـسب فرکـانس نمـایش
داده میشود. از آنجا که فاز تابع انتقال هیچگونه اطلاعات اضافیتـری نـسبت بـه دامنـه تـابع انتقـال نـدارد،
استفاده از دامنه تابع انتقال، معمولا برحسب لگاریتم ، مرسوم می باشد. اساس روش تابع انتقال، مقایسه تـابع
32
انتقال اندازهگیری شده فعلی با یک تابع انتقال مبنا می باشد. بر این اسـاس سـه روش شـناخته شـده، بـرای
مقایسه بین نتایج حاصل ازاندازه گیری توابع انتقال وجود دارد.
-1 مقایسه مبتنی بر زمان4
-2 مقایسه مبتنی بر ساختارترانسفورماتور5
-3 مقایسه مبتنی بر نوع ترانسفورماتور6
شکل((5-3 اساس این مقایسهها را نشان میدهد. روش time based از بهترین دقت برخوردار اسـت. در
این روش، اطلاعات اندازهگیری شده بـا اطلاعـات قبلـی کـه درمـورد ترانـسفورماتور وجـود دارد، مقایـسه
میگردد. (البته در شرایط تست کاملاً یکسان). این روش در مورد انواع ترانسفورماتورها کاربرد دارد. معمولاً
این اطلاعات قبلی، هنگام ساخت ترانسفورماتور و در شرایط مـشخص بدسـت مـیآیـد. هرگونـه تغییـر در
مقایسه نتایج، دال بروجود مشکلی در ترانسفورماتور میباشد. اما ازآنجا که اطلاعات مربوط به اندازهگیریهای
قبلی، برای بسیاری از ترانسفورماتورهای درحال کار وجود ندارد، باید روش مناسب دیگـری بـرای مقایـسه
بکارگرفته شود.

شکل(.(5-3 روشهای مختلف مقایسه توابع انتقال

4. Time Based 5 . Construction Based 6 . Type Based
33
یکی از این روشها، استفاده از خاصیت تقارن بکار رفته در طراحی وساخت ترانسفورماتور میباشد. این
روش Construction based نام دارد.

شکل(.(6-3 مقایسه بین فازها یا construction based برای ترانسفورماتور . (150MVA ,220/110/10 kv)
a )دامنه تابع انتقال ادمیتانسb )دامنه تابع انتقال ولتاژ
این روش وسیلهای برای مقایسه توابع انتقال بدست آمده در فازهای مختلف ترانسفورماتور میباشـد. بـرای
هر سه فاز، یک رفتار انتقالی شبیه به هم وجود دارد. تست جداگانه فازها نشان میدهد که برای فرکانـسهای
34
تقریباً بالاتر از 10KHZ ، مشخصات فرکانسی فازهای ترانسفورماتور کاملاً یکسان است. یک نمونه مقایـسه
انجام شده در فازهای ترانسفورماتور در شکل((6-3 نشان داده شده است.[18]

شکل .(7-3) مقایسه بین فازها یا construction based برای ترانس با ثانویه زیگزاگی . (150KVA ,10kv/ 400V)
a )دامنه تابع انتقال ادمیتانسb )دامنه تابع انتقال ولتاژ
دو محدودیت در استفاده از این روش مقایسه وجود دارد. یکی اینکه این روش فقط برای ترانسفورماتورهای
سه فاز ویا بانک ترانسفورماتوری کاربرد دارد. دیگری آنکه، نتایج اندازهگیریهای متعـدد نـشان مـیدهـد کـه
استفاده از این روش درفازهای با سیمپیچیزیگزاگی، برای انجام مقایسه به منظور تـشخیص عیـب ، مناسـب
35
نیست. یک نمونه از این اندازهگیریها در شکل (7-3) نشان داده شده است. روش سوم بـرای مقایـسه type
based نام دارد. در این روش نتایج بدست آمده از ترانسفورماتورهای با ساختار یکسان(معمولاً محصول یک
سازنده هستند)، مبنای مقایسه مـی باشـد. اصـطلاحاً بـه ایـن ترانـسفورماتورها، ترانـسفورماتورهای خـواهر
میگویند. تابع انتقال برای این ترانسفورماتورها، دارای تغییرات خیلی کمـی نـسبت بـه یکـدیگر مـیباشـند.
بنابراین میتواند به عنوان مبنا، برای اندازهگیریهای انجام شده، در نظر گرفته شود.البته با توجه به اینکه هـیچ
دو ترانسفورماتوری ازنظر جزئیات ساخت کاملا یکسان نیستند، این روش ممکن است عیـب یـابی را دچـار
اشکال کند.
-5-3 مراحل پیشرفت روش تابع تبدیل برای پایش
ترانسفورماتورها
تبدیل فوریه پاسخ ضربه یک سیستم خطی نامتغیر با زمان تابع تبدیل یا پاسخ فرکانـسی سیـستم
نامیده میشود. با استفاده از سیگنال تحریک و یا به عبارت دیگـر سـیگنال ورودی و سـیگنال پاسـخ
مربوط به آن میتوان تابع تبدیل را محاسبه کرد. تابع تبـدیل همـراه بـا آزمـایش ترانـسفورماتورهای
بزرگ و نیز به عنوان روشی برای پایش ترانسفورماتورها مورد استفاده قرار میگیرد.
-1-5-3 تابع تبدیل برای آزمایش ترانسفورماتورهای بزرگ
سالهای زیادی است که توابع تبدیل همراه با صنعت آزمـایش ترانـسفورماتورها مـورد اسـتفاده قـرار
میگیرند و با روشهای آزمایش مختلف از نتایج اندازهگیریها تعیین شده و به عنوان وسیلهای برای
36
کنترل کیفیت و نیز تعیین مشخصههای مهم ترانسفورماتور به کار گرفته میشوند.
برای نشان دادن استحکام مکانیکی سـاختار سـیمپیچهـای ترانـسفورماتور مـیتـوان آزمایـشهای
ضربهای را روی آنها انجام داد. به خاطر هزینههای بالای چنین آزمایشهایی تنهـا در برخـی حالتهـای
نادر و یا درصورت درخواست مشتری این گونه آزمایشها انجام داده میشوند. برای تعیین تغییر شکل
مکانیکی سیمپیچها مشخصههای نوسانی بین اندازهگیریهـای قبـل و بعـد از آزمایـشهای ضـربهای بـا
همدیگر مقایسه میشوند. یکی از چنین روشهایی که مدتهای طولانی است مـورد اسـتفاده قـرار مـی
گیرد روش آزمایش ضربه فشارضعیف (LVI) میباشد .[19] در این روش ترانسفورماتور قبل و بعـد
از آزمایش توسط یک ضربه ولتاژ پایین تحریک میشود. مقایسه سیگنال پاسخ ثبت شده قبل و بعد از
آزمایش تغییرات مکانیکی احتمالی در ساختار سیمپیچ را مشخص میکند. یـک روش دیگـر تحلیـل
پاسخ فرکانسی( FRA) 7 میباشد. در اینحالت پاسخ فرکانسی قبل و بعـد از آزمـایش تعیـین میـشود.
پاسخ فرکانسی را میتوان توسط یک آنالایزر شبکه8 مستقیماً در حوزه فرکانس اندازهگیری کرد و یـا
به کمک تبدیل فوریه سریع( FFT) 9 از نتایج اندازهگیریها در حوزه زمان محاسبه کرد (جزئیات مربوط
به روشهای بدست آوردن پاسخ فرکانسی در بخش (2-3) داده شدهاند).
تابع تبدیل یک مدار الکتریکی خطی تغییر ناپذیر با زمان ، یک توصیف کـاملی از مـدار را ارائـه
کرده و به طور نظری مستقل از سیگنال تحریک میباشد. برای حالتهای گذرای ناشی از ضربه صاعقه

7 Frequency Response Analyse 8 Network Analyser 9 Fast Fourier Transformation
37
میتوان ترانسفورماتورها را خطی درنظرگرفت. بنابراین تغییر شکل ولتاژ ضربه تحریـک، حـداقل بـه
طور نظری، تأثیری روی تابع تبدیل نـدارد. بنـابراین بایـستی مقایـسه توابـع تبـدیل بدسـت آمـده از
ولتاژهای ضربه کامل و بریده به عنوان تحریک امکان پذیر باشد .[20]
-2-5-3 تابع تبدیل برای پایش
برای سازندههای ترانسفورماتورها شناخت شکستها و عیبهای عایقی کـه در ترانـسفورماتورها در
اثر ولتاژهای گذرا روی میدهند دارای اهمیت میباشد، چرا که این شناخت برای تعیین ابعاد عـایقی
سیمپیچها لازم است. به همین دلیل در گذشته همواره ولتاژهای کلیـد زنـی در شـبکه انتقـال انـرژی
اندازهگیری شدهاند .[21]
میتوان سیگنالهای گذرایی را که در اثر کلید زنی ترانسفورماتورها و کلیدزنیها در جاهای دیگری
از شبکه ایجاد شده و بر روی ولتاژها و جریانهای کار عادی ترانـسفورماتور سـوار مـیشـوند، بـرای
محاسبه یک تابع تبدیل مورد استفاده قرار داد. با مقایسه توابع تبدیل انـدازهگیـری شـده در زمانهـای
مختلف میتوان وجود تغییر احتمالی در وضعیت عایقی ترانسفورماتور را تشخیص داد. اگر تغییراتـی
در تابع تبدیل مشاهده شوند میتوان وجود یک تغییر ولذا یک عیب را در ترانـسفورماتوراحتمال داد.
اگر توابع تبدیل اندازهگیری شده در زمانهای مختلف یکسان باشند، میتوان نتیجه گرفت که وضعیت
و حالت ترانسفورماتور در فاصله زمانی بین دواندازهگیری هیچگونه تغییری نداشته است.
38
-1-2-5-3 تابع تبدیل برای پایش به صورت همزمان با
بهرهبرداری و در حالت خروج از مدار
پایش وضعیت عایقی ترانسفورماتورها در محل نصب را میتوان اساساً در وضعیت خارج بـودن
از مدار و یا به صورت همزمان با بهرهبرداری انجام داد .[22] برای پایش در وضعیت خارج بـودن از
مدار، طرف ولتاژ بالای ترانسفورماتور از شبکه جدا میشـود تـا انـدازهگیریهـای لازم انجـام شـوند.
درحالیکه در پایش به صورت همزمان با بهرهبرداری، سیگنالهای گذرایی مورد استفاده قرار میگیرنـد
که در طول عملکرد ترانسفورماتور در اثرکلیـدزنیهای ضـروری درشـبکه بـرق ایجـاد مـیشـوند. بـا
اندازهگیریهای در وضعیت خارج بودن از مدار همواره میتوان براحتی آزمایشها را تکرار کرد، چونکه
کلید قدرت تکتک فازها همزمان قطع و وصل نمیشود و شرایط حاکم بعد از کلید زنی کاملاً پایدار
است. با پایش به صورت همزمان با بهرهبرداری، ترانسفورماتور در ارتباط با سایر تجهیزات شـبکه در
حال کار میباشد و به دلیل تزویج الکترومغناطیسی در سیستم سهفاز، یک تحریک گـذرا همـواره بـه
صورت همزمان به تمام پایانههای یک مجموعه از سیمپیچها اعمال میشود.
-2-2-5-3 تـابع تبـدیل بـه عنـوان یـک روش تـشخیص عیـب
مقایسهای
39
در دیدگاه اولیه، روش تابع تبدیل برای پایش ترانسفورماتور یک روش مقایسهای میباشـد. اگـر
اندازهگیریهایی روی یک ترانسفورماتور انجام میگیرند، بایستی نتایج این اندازهگیریها با نتایج مرجعی
مقایسه شوند. برای مقایسه نتایج اندازهگیریها در مرجع [23] سه روش پیشنهاد شده اند:
نتایج اندازهگیریها در زمانهای مختلف، مشخصههای متـشابه سـاقههـای ترانـسفورماتور و نتـایج
اندازهگیریهای ترانسفورماتورهای یکسان طرح شده.
در روش مقایسه نتایج اندازهگیریها در زمانهای مختلف، نتایج جدید با نتایج حاصله در زمانهـای
قبل مقایسه میشوند .[24] چنین نتایج ثبت شده در زمانهای پـیش اغلـب موجـود نمـیباشـند و یـا
نمیتوان شرایط و یا نحوه آزمایش زمانهای قبل را مجدداً تکرار کرد. لذا این روش را میتوان تنها در
مورد ترانسفورماتورهای محدودی بکار برد. تغییرات مکانیکی قاعدتاً همزمان و به یک میزان در تمام
سـتونهای ترانـسفورماتور روی نمـیدهنـد. لـذا مـیتـوان بـه طـور متـوالی فازهـای T, S, R یـک
ترانسفورماتور سهفازه را مورد اندازهگیری قرار داده و نتایج حاصله از فازهای مختلف را با همـدیگر
مقایسه نمود. بسته به ساختمان قسمت فعال ترانسفورماتور، تشابه بین توابع تبدیل اندازهگیری شده از
سه ستون ترانسفورماتور متفاوت میباشد. لذا آشکارسازی تغییر مکانیکی احتمالی همیـشه نمـیتوانـد
حاصل شود. روش مقایسهای سوم که امکان پذیر است مرجـع قـرار دادن نتـایج انـدازهگیـری یـک
ترانسفورماتور هم نوع و هم طرح میباشد. این روش مقایـسهای نـشان مـیدهـد کـه توابـع تبـدیل
ترانسفورماتورهای یکسان در اغلب موارد مشابه میباشند. این مطلب بـه خـصوص در مـواردی کـه
سازنده و سال ساخت یکسان میباشند کاملاً معتبر است.[25]
40
-6-3 عوامل کلیدی موثر بر اندازه گیریهای [17] FRA
نتایج تست FRA فقط به شرایط سیمپیچ ترانسفورماتور بستگی ندارد و از سیستمهای اندازهگیری نیـز بـه
شدت تاثیر میپذیرد. عواملی نظیرمقدارامپدانس موازی، ترکیب سیمهای رابط(طول ونحـوه اتـصال) وغیـره
میتواند اندازهگیریها را تحت تاثیر قرار دهد که در ادامه مورد بحث قرار میگیرد.
1-6-3 تاثیر مقدار امپدانس موازی
در اندازه گیریهـای FRA ، بـرای انـدازهگیـری جریـان پاسـخ از یـک مقاومـت شـنت اسـتفاده میـشود.
اندازهگیریها در یک رنج وسیع فرکانسی انجام میشود که در آن اندازهگیریهای مرتبط با جابجاییهای خیلـی
کوچک سیمپیچ ،که در فرکانسهای بـالاتر((>1MHz آشـکار مـیگـردد، اهمیـت خاصـی پیـدا مـیکنـد. در
فرکانسهای کمتر امپدانس موازی (معمولاً 50 اهم) در مقایسه با امپدانس ترانسفورماتور چندان مهـم نیـست.
اما در فرکانسهای خیلی بالاتر، امپدانس موازی نسبت به امپدانس ترانسفورماتور قابل ملاحظه خواهد بود. در
FRA-S امپدانس موازی معمولاً 50 Ω میباشد که امپدانس ورودی اسپکتروم آنالایزر می باشد. برای ارزیابی
اثر امپدانس شنت روی اندازهگیری های FRA تحقیقات روی یـک ترانـسفورماتور توزیـع و بـا سـه مقـدار
مقاومت موازی 50و10و1 اهم انجام شده است. دو مقدار اول، مقادیر معمول برای تستهایFRA مـیباشـند.
شکل (8-3) اثرات مقاومت موازی را در محدوده فرکانسی 1-10MHz نشان میدهد. واضح است که بـرای
جابجاییهای کوچکتر در سیمپیچ، منحنیهای تابع ادمیتانس با مقاومت موازی کوچکتر، بیشتر تغییر میکنـد.
البته حساسیت نسبی آشکارسازی به اندازه و نوع ترانسفورماتور نیز بـستگی دارد. باتوجـه بـه شـکل (8-3)،
تابع ادمیتانس ورودی در محدوده 2-10MHz فرکانسهای رزونانس مختلفی دارد که این با برخی از مدلهای
41

شکل(.(8-3 اثر مقاومت شنت روی پاسخ فرکانسی تا [17]10MHZ
فرکانس بالای ترانسفورماتور که بصورت خالص خازنی است ، درتعارض میباشد. دریک اندازهگیری عملی
FRA ، تابع انتقال اندازهگیری شده، نه تنها شامل تابع شبکه ترانسفورماتور بلکـه شـامل مقاومـت مـوازی و
امپدانسهای سیمها نیز میباشد. به عبارتی مقاومت موازی علاوه بر اینکه حـساسیت انـدازهگیـری را کـاهش
میدهد، رزونانسهای مدار را نیز فرو مینشاند. این اثر میتواند خیلی مهـم باشـد. ایـن تـاثیر همچنـین بـه
)Qضریب کیفیت) مدار بستگی دارد. شبکهای با Q بالاتر، حساسیت بیشتری نسبت به تغییرات سیمپیچ دارد.
هنگامیکه جریان مقاومت موازی کوچک است، مقدار Q مدار نسبتاً بالاست کـه ایـن مـورد در شـکل (8-3)
دیده میشود. بنابراین، میتوان نتیجه گرفت که حساسیت آشکارسـازی FRA، بـا افـزایش مقاومـت مـوازی
بطور قابل ملاحظهای کاهش مییابد و ماکزیمم محدوده فرکانسی که به تغییرات سیم پیچ حـساس اسـت بـا
کاهش مقاومت موازی افزایش مییابد.
42
-2-6-3 تاثیر بوشینگ فشار قوی
یک ترانسفورماتور توزیع،که بوشینگ اصلی آن با یک بوشینگ از نوع کاغذ روغنـی 27 KV جـایگزین
شده است، برای مطالعه اثر بوشینگ روی نتایج تستهای FRA بکارگرفته شده است. انـدازهگیـری در بـالای
بوشینگ (top) به مفهوم اندازهگیریهای FRA در ترمینال ورودی بوشینگ میباشـد. در انـدازهگیـری پـایین
(Bottom) ، اندازهگیریهای FRA مستقیماً در سرسیمپیچ فشار قوی درون ترانسفورماتور انجام مـیشـود. در
هر دوحالت پالس ورودی به بالای بوشینگ فشار قوی اعمال میشود. جریان کوپل شده به سیمپیچ ثانویه نیز
بوسیله یک مقاومت شنت اندازهگیری میشود. تنها تفاوت در نقطه اندازهگیری ولتاژ است که یکی در بـالای
بوشینگ ودیگری در پایین بوشینگ انجام میشود. تابع تبدیل ادمیتانس در دو حالـت در شـکل (9-3) آمـده
است. نتایج نشان میدهد که ادمیتانس اندازهگیری شده در سرسـیمپـیچ فـشار قـوی((Bottom ، کـوچکتر از
اندازهگیری در ترمینال بالای بوشینگ (top) است. در فرکانسهای بالاتر از 3MHz اندوکتانس سیم بوشـینگ،
ولتاژ خازن معادل سیمپیچ را کاهش میدهد. بنابراین ادمیتانس اندازهگیری شده در بـالای بوشـینگ بزرگتـر
میشود.
I/V(top)>I/V(Bottom):V(top)<3MHz<9MHz
ادمیتانـسهای انـدازهگیـری شـده تـا فرکـانس 3MHz ، تقریبـاً یکـسان هـستند. بـرای بـالاتر از 3MHz
اندازهگیریهای top با Bottom بطور قابل ملاحظهای تفاوت مییابند. این امر نشان میدهد که نتایج به شرایط
تست از قبیل مکان اندازهگیری و ترکیب سیمهای رابط بستگی دارد. نکته بسیار مهم اینجاست که همـه ایـن
اندازهگیریها با سیمهای رابط خیلی کوتاه انجام شدهاند. درحالیکه در یک اندازه گیری on site مخـصوصاً در
ترانسفورماتورهای قدرت بزرگ، ابعاد فیزیکی مساله ساز میگردد. برای یک بوشینگ فشار قوی که
43

شکل(.(9-3اندازه گیریهای FRAدر بالا وپایین بوشینگ[17]
5 متر طول دارد سیگنالهای اعمالی باید این طول سیمرا طی کرده تا به بوشـینگ و سـپس بـه سـیمپـیچ
اعمال شوند. مولفههای فرکانس بالای سیگنال منبع بوسـیله خازنهـای بوشـینگ زمـین مـیشـوند. همچنـین
اندوکتانسهای سیم و بوشینگ درمقایسه با امپـدانس ترانـسفورماتور در فرکانـسهای بـالا قابـل ملاحظـه مـی
گردند. این بدان معناست که امپدانس سیمو بوشینگ میتواند تغییرات مورد انتظار در امپدانس ترانسفورماتور
را بپوشاند.بنابراین میتوان نتیجه گرفت که اندازهگیریهـای FRA تـا حـدود فرکـانس 3 MHz تحـت تـاثیر
بوشینگ فشار قوی و سیمرابط نیست اما در فرکانسهای بالاتر از 3 MHz این امپدانسها شروع به اثر گـذاری
کرده و در فرکانسهای بالای 4 MHz این اثرات قابل ملاحظه می گردند.
-3-6-3 تاثیر اتصال نقطه خنثای سیمپیچ فشار قوی
44
چگونگی اتصال نقطه خنثای ترانسفورماتور فشار قـوی، مـیتوانـد روی نتـایج انـدازهگیریهـای FRA تـاثیر
بگذارد. نتیجه تست انجام شده روی یک ترانسفورماتور توزیـع در دو حالـت در شـکل (11-3) نـشان داده
شده است. دریک حالت نقطه نوترال سیمپیچ فشار قوی معلق میباشد. درحالت دیگرنیـز بـه تانـک تـرانس
متصل شده است (زمین شده است). ولتاژ ورودی به یک سربوشینگ اعمـال شـده و جریـان کوپـل شـده از
طریق یک مقاومت شنت 1Ω که بین سیم پیچ فشار ضعیف و تانک قرار دارد، انـدازهگیـری شـده اسـت. بـا
توجه به شکل((10-3، می توان گفت که نتایج از نوع اتصال نوترال تاثیرپذیر است. برای فرکانسهای کمتر از
1/5 MHz این تاثیر اصلاًمهم نیست ونتایج در دو حالت کـاملاً یکـسان اسـت. امـا در فرکانـسهای بـالاتر از
2 MHz ، مقداری تفاوت وجوددارد. بنابراین در تست برای آشکارسازی تغییرات کوچک در سـیمپـیچ ایـن
نکته حائز اهمیت است که در مقایسه منحنیهای تابع انتقال ، شرایط اتصال زمین باید کاملاً یکسان باشد.
-4-6-3 تاثیر سیمهای رابط اندازهگیری

شکل(.(10-3 اثر وضعیت نقطه خنثی در اندازه گیریها( دردو حالت شناور و زمین شده) .[17]
45
اثرات سیمهای رابط فشار قوی و زمین با استفاده از دو سری از کابلهای کواکسیال مختلف بررسی
مـیگــردد. یکـی ســیمهای رابـط اسـتاندارد بــا طولهـای مناســب کـه بـرای انــدازهگیریهــای FRA در
ترانسفورماتورهای قدرت میباشد. و دیگری سیمهای رابـط خیلـی کوتـاه کـه در مـورد ترانـسفورماتورهای
توزیع به کار میرود. درشکل (11-3) تابع انتقال ادمیتانس یک ترانسفورماتور توزیع برای دو نوع سیم رابـط
کوتاه واستاندارد نشان داده است. این سیمها شامل سیمهای زمین پروب وسیگنال ژنراتـور و سـیمهای رابـط
بین بوشینگ و وسیله اندازهگیری بودهاند. این نکته قابل توجه است که دوتابع ادمیتـانس در رنـج فرکانـسی
0- 0/4MHz تقریباً یکسان هستند. بین 0/4MHzتا 2MHz ادمیتانـسها کمـی اخـتلاف دارنـد. ولـی بـرای
فرکانسهای بالای 2MHz اختلاف زیاد میگردد. این امر بیانگر آن است که پیکربندی بـا سـیمهای کوتـاه، در
مقایسه با سیمهای استاندارد امپدانس خیلی کوچکتری(درفرکانسهای بالاتر از (2MHz از خود نشان میدهد.
بنابراین پیکربندی با سیمهای کوتاه ،حساسیت خیلی بیشتری نسبت به تغییرات فرکـانس بـالای سـیم پیچـی
ترانسفورماتور از خودنشان میدهد. همچنین هنگام استفاده از سیمهای بلند برای فرکانسهای بالاتر از

شکل(.(11-3 مقایسه اثرسیمهای رابط کوتاه و بلند در اندازه گیریها تا 10MHZ
46
0/5MHz ادمیتانس اندازهگیری شده قابل مقایسه با ادمیتانس سیمرابط است. لـذا حـساسیت نـسبت بـه
تغییرات در سیمپیچ ترانسفورماتور به شدت کاهش مییابد.
بنابرایندر یک دستهبندی میتوان گفت که اندازهگیریهای با سیمهای بلند تـا فرکـانس 0/5MHz وانـدازه
گیریهای با سیمهای استاندارد تا فرکانس 2/3MHz تا حدود زیادی معتبرند.[26]عوامل متعدد دیگـری ماننـد
موقعیــت تــپ چنجر،دمــا، الگــوریتم نــرم افــزاری بکــار گرفتــه شــده، پیــری عــایق و... روی نتــایج اثــر
گذارند.توضیحات بیشتر در این زمینه در مرجع[27]آمده است.
-7-3 دقت پردازش سیگنال در روش زمانی
برای یک سیستم اندازهگیری دیجیتال ، فرکانس نمونهبرداری، مدت زمان نمونهبرداری وتفکیـک پـذیری10
مبـدل آنـالوگ بـه دیجیتـال، پارامترهـای بـسیار مهـم و تعیـین کننـدهای بـرای بدسـت آوردن تـابع تبـدیل
ترانسفورماتور میباشند.
-1-7-3 فرکانس نمونهبرداری
هیچکدام از طیفهای فرکانسی سیگنال نمونـهبـرداری شـده نبایـد در اثـر نمونـهبـرداری، در آن محـدوده
فرکانسی که مورد استفاده قرار میگیرند روی هـم بیفتنـد. بنـابراین طبـق تئـوری نایکوئیـست11 ، مـاکزیمم
فرکانس معتبری از اطلاعات که میتواند ذخیره شود، برابراست با fNyquist که:
(4-3) f sample f Nyquist  2 فرکانسهای بالاتر از fNyquist ، در هنگام باز تولید سیگنال، دارای مولفههای کذایی خواهند بود.

Resolution ١٠ 11 .Nyquist Theory
47
معمولا در اندازهگیریها به منظور حذف اثر نویزها و مولفه های فرکـانس بـالای غیرضـروری، سـیگنال از
یک فیلتر پایین گذر عبور داده می شود.حداقل فرکانس نمونه برداری لازم fmin را میتـوان بـا توجـه بـه بـه
کمک فرکانسهایf0 وfD به صورت زیر محاسبه کرد:
fmin= fD+ f0( 5-3)
که f0 فرکانسی است که طیف مورد نظر تا آن فرکانس محاسـبه مـی گـردد و fD فرکـانس قطـع فیلتـر
پائینگذر میباشد. با اینحال برای تضمین اجتناب از تداخل فرکانسی بایـستی فرکـانس نمونـهبـرداری از دو
برابر فرکانسfD بیشتر باشد.
fmin ≥ 2 fD(6-3)
با انتخاب یک فرکانس نمونهبرداری بالاتر (f2) از فرکانس نمونهبرداری لازمی که شرط رابطـه (6-3)
را برآورده میکند، (f1)، میتوان نویز کوانتیزهکردن12 را کاهش داد. انتخـاب چنـین فرکـانس نمونـهبـرداری
بالاتر، باعث بهبود در نسبت سیگنال به نویز به میزان زیر میشود.[16]
(7-3)

SNR 10 log f2 f1

-2-7-3مدت زمان نمونهبرداری
مدت زمان نمونهبرداری از سیگنالهای اندازه گیری شونده باید بگونـه ای باشـد کـه تفکیـکپـذیری
فرکانسی طیف محاسبه شده توسط FFT مناسب بوده وافزایش انرژی نویز کوانتیزه نیز در نظر گرفته شود که
در ادامه به آنها اشاره می شود.

12 .Quantization
48
با انتقال سیگنالهای اندازه گیری شده به حوزه فرکانس، تفکیکپذیری فرکانس از رابطـه زیـر و بوسـیله
مدت زمان نمونهبرداری T تعیین میشود.
(8-3) 1 f  T برای اینکه بتوان فرکانسهای تشدید و دامنهها در فرکانسهای تشدید یک تابع تبـدیل را تـا حـد ممکـن
صحیح محاسبه کرد، بایستی تفکیکپذیری فرکانس بهتر از ده کیلوهرتز باشد. درنتیجه حـداقل مـدت زمـان
نمونهبرداری باید 100 μs باشد. همچنین با توجه به سیگنالهای میـرا شـوندهای کـه از ضـربه ورودی ظـاهر
میشوند، میتوان یک انرژی سیگنال تعریف و محاسـبه کـرد. متوسـط انـرژی نـویز بـا ضـرب پـراش نـویز
کوانتیزهکننده که مقداری ثابت میباشد در مدت زمان نمونهبرداری حاصل میشود. بنـابراین متوسـط انـرژی
نویز، هم با افزایش مدت زمان نمونهبرداری و هم با افزایش سطح کوانتیزهکردن q مطابق رابطه زیـر افـزایش
می یابد.
(9-3) 2 q Eqf 12 T انتخاب یک مدت زمان نمونهبرداری بیشتر T2 درمقایسه با T1 نیز موجب کاهش نـسبت سـیگنال بـه
نویز با رابطه زیر میشود:
(10-3) T1 SNR 10 log T2 برای اینکه بتوان اثر نویز کوانتیزهکردن را تا حد ممکن کوچک نگه داشت، بایستی وقتی که سـیگنالها
تا اندازه کافی تضعیف شدند ثبت سیگنالها متوقف شود. از طرف دیگر اگر محاسبه صحیح دامنه فرکانـسهای
مشخصی، حتی آنهایی که در محدوده چند کیلوهرتز قرار دارند، مد نظر میباشـد، بایـستی ثبـت سـیگنال تـا
49
میرائی کامل این فرکانسها ادامه یابد. به عنوان یک مصالحه خوب مقدار مدت زمان نمونـهبـرداری برابـر μs
200 انتخاب میشود.[28]
-3-7-3 تبدیل آنالوگ به دیجیتال
تبدیل یک سیگنال زمان پیوسته به صورت دنبالهای از کلمات باینری رمزشده عـددی بـا اسـتفاده از
مبدل آنالوگ به دیجیتال صورت میپذیرد. فرآیند نمـایش یـک متغیـر بـا دسـتهای از مقـادیر متمـایز را نیـز
کوانتیزهکردن مینامند. به دلیل محدود بودن مقادیر کوانتیزهشده خطایی تحت عنوان خطای کوانتیزهکردن رخ
میدهد. این خطا خـود را تحـت عنـوان نـویز کـوانتیزهکـردن در حـوزه فرکـانس نـشان مـیدهـد. خطـای
کوانتیزهکردن به ظرافت سطح کوانتیزهکردن، یعنی به تفکیکپذیری مبـدل A/D بـستگی دارد. اگـر k تعـداد
بیتهای ADC13 باشد ، دقت دامنه سیگنال بصورت زیر تعریف میشود.
a  2−k 1(11-3)
با افزایش تعداد بیتهای ADC نسبت سیگنال به نویز افزایش پیدا کرده و ماکزیمم فرکانسی که به ازای آن
طیف سیگنال در نویزوارد می شود ، افزایش می یابد.جدول((1-3 مقایسه بین دو مبدل 8 و 10 بیتی را برای
ولتاژ ضربه صاعقه استاندارد نشان میدهد.[28]
جدول(fmax.(1-3 که در آن طیف یک ولتاژ ضربه صاعقه استاندارد در نویز لبریز میشود، به صورت تابعی از تفکیکپذیری مبدل (A/D)

13 .Analog to Digital Convertor
50
فصل 4
انــــــواع روشــــــهای مدلــــــسازی
ترانسفورماتورها
51
یـک ترانـسفورماتور را مـیتـوان بـه صـورت چهـار قطبـی نـشان داده شـده در شـکل (1-4)
درنظرگرفت. برای این چهار قطبی باید مدار معادلی بدست آورد که به عنوان مثال رفتار فرکانسی آن
براساس نتایج اندازهگیری شده باشد. پارامترهای چنین مدار معادلی را میتوان به طرق مختلف تعیین
کرد. یک روش ممکن محاسبه پارامترها، بر پایه ابعاد هندسی ساختمان ترانسفورماتور میباشد. روش
ممکن دیگر روش تحلیلمـدال اسـت کـه در آن پارامترهـای تعریـف شـده در مـدل از روی نتـایج
اندازهگیریهای انجام شده روی ترانسفورماتور محاسبه میشوند.
I2(t)

U2(t) ترانسفورماتور

I1( t)
(U1(t
شکل-1-4 نمایش ترانسفورماتور به صورت یک چهار قطبی
بنابراین میتوان یک ترانسفورماتور را بـسته بـه اینکـه رفتـار ترانـسفورماتور در پایانـههـای آن
موردنظر باشد و یا توزیع ولتاژ و رفتار فرکانسی داخلی آن مورد علاقه باشد مدلسازی کرد. روشهای
مدلسازی را میتوان در سه گروه عمده تقسیم بندی کرد که در زیر توضیح داده میشوند.
-1-4 روشهای مدلسازی جعبه سیاه
اگر تأثیرات متقابل ترانسفورماتور و شبکه تغذیه کننـده مـورد علاقـه باشـد، ترانـسفورماتور بـه
صورت یک جعبه سیاه درنظرگرفته میشود. این مدل وقتی مورد استفاده قرار میگیـرد کـه حالتهـای
گذرا و اضافه ولتاژها در شبکه قدرت مطالعه و تحقیق میشوند.
52
هدف مدلسازی جعبه سیاه این است کـه از مـدل غیرپـارامتری ترانـسفورماتور، بـه فـرم پاسـخ
فرکانسی آن، به یک مدل پارامتری به شکل یک تابع تبدیل و یا به شکل یک مدار معادل [29] برسد.
با توجه به رفتار خطی ترانسفورماتور برای فرکانسهای بزرگتر از 10 kHz میتوان آن را یـک سیـستم
خطی نامتغیر با زمان( LTI) 1 دانست و روند مذکور برآن اعمال نمود. این روش میتواند هم بر مبنای
اندازهگیریهای حوزه فرکانس باشد و هم بر مبنای اندازهگیریهای حوزه زمـان . پاسـخ پلـه یـا ضـربه
اندازهگیری شده و همچنین تحریک ورودی در حوزه زمان به کمک FFT بـه حـوزه فرکـانس منتقـل
میگردند و نهایتاً از آنها تابع تبدیل سیستم مشتق میگردد. تابع تبدیل حاصله مـیتوانـد بـه صـورت
قسمتهای حقیقی و موهومی و یا به صورت تابع دامنه و تابع فاز بیان شود.
تعداد فرکانسهای تشدید در مورد ترانسفورماتورها بسیار متغیر است و میتواند بیش از 20 عـدد
نیز گردد. درنتیجه، روشهای مدلسازی با ساختار ثابت به عنوان یـک مـدل جعبـه سـیاه، آنچنـان در
مدلسازی در حوزه فرکانسی گسترده موفق نخواهند بود. بنابراین بیشتر باید روشهایی موردنظر باشـند
که دارای ساختار متغیراند.
-2-4 بررسی روشهای مدلسازی فیزیکی
در این دیدگاه، موضوع اصلی، رفتار نوسانی ترانسفورماتور و تنشهای الکتریکی بوجود آمـده در
داخل سیمپیچهاست. این روش مشاهده مربوط به مهندس طراح ترانسفورماتور است. مهندس طراح

1 Linear Time-Invariant Sys--
53
باید در مرحله طراحی در مورد عایق بندی سیمپیچها تصمیم بگیرد .[30] این تصمیمگیری بر مبنـای
شبیهسازیهای انجام شده برروی مدلهای فیزیکی است. ساختاراین مدل به صورت یک مدار است کـه
حتی الامکان باید مفاهیم فیزیکی اساسی ترانسفورماتور را دربربگیرد.
در داخل سیمپیچ امکان بروز حالتهای گذرای سریع و خیلی سریع همیشه مطرح است. علت این
پدیده میتواند برخورد صاعقه به خطوط انتقال، کلیدزنی و اغتشاشات دیگر در شـبکه ماننـد اتـصال
کوتاه یا اتصال ترانسفورماتورهای بیبار باشد . در صورت تطابق یکی از فرکانسهای تحریک با یکـی
ازفرکانسهای طبیعی ترانسفورماتور امکان بروز پدیده تشدید در داخل سیمپیچ فراهم مـیگـردد. ایـن
پدیده میتواند عایق سیمپیچ را به طور موضعی تحت تنش الکتریکی قرار دهـد و باعـث خرابـی آن
گردد. البته حفاظتهای معمول ترانسفورماتور مانند برقگیر در جلوگیری از بروز ایـن پدیـده بـیتـأثیر
نیستند. برای اینکه بتوان اضافه ولتاژهای داخلی سیمپـیچ را مطالعـه کـرده و براسـاس آن همـاهنگی
عایقی داخل ترانسفورماتور را درست طراحی کرد بایستی سیمپیچ را به کمک یک مدل پـارامتری بـه
صورت فیزیکی مورد تحلیل و ارزیابی قرار داد. در رابطه با این موضوع دو روش جهت مدلـسازی و
بررسی وجود دارد که در زیر مورد بحث قرار خواهند گرفت.
-1-2-4 مدل خط انتقال چند فازه
درنظرگیری سیمپیچ به عنوان یک خط انتقـال همگـن بـا پارامترهـای گـسترده مـیتوانـد نتـایج
ارضاکنندهای را در مورد سیمپیچ لایهای وهمگن ارائه دهد. مدلسازی سـیمپـیچ بـه صـورت خطـوط
54
انتقال سری شده که از لحاظ مکانی با یکدیگر موازی هستند بر اساس تئوری خط انتقـال چنـد فـازه
n)فازه) است. این تئوری بر ماشینهای الکتریکی و ترانسفورماتورها اعمال شده است. در این روش
پارامترهای سیمپیچ بصورت گسترده درنظرگرفته میشوند و رفتار سیمپیچ توسط معادلات خط انتقال
توصیف میگردد.
-2-2-4 مدل مشروح
مدل مشروح یک مدل RLC برای مطالعه و تحقیق رفتار فرکانسی یک سیمپـیچ ترانـسفورماتور
بنا میشود. در روش مدلسازی مشروح کوچکترین عنصر فضایی در سیمپیچ یک حلقه و یا گروهـی
از حلقهها (مثلاً یک بشقاب یا یک جفت بشقاب) میباشد. هر جزء در این مدل معمولاً با یک مـدار
RLC مدل میشود. مدل نتیجه شده را که از چندین جزء مختلف تشکیل شده است میتوان در حوزه
زمان و یا در حوزه فرکانس حل کرد. بسته بـه هـدف مدلـسازی و بـه دلیـل اینکـه رفتـار شـارهای